不间断电源UPS的设计毕业论文.doc

不间断电源UPS的设计毕业论文目录摘要IAbstractII第一章 绪论1一、UPS的发展历史1二、UPS的分类和结构1（一）动态式UPS工作原理2（二）静止式UPS工作原理2三、本章小结5第二章 UPS的总体结构及原理6一、本设计参数6二、系统结构图和原理6三、本章小结8第三章 电池升压电路设计9一、电路设计9（一）主电路设计9（二）控制电路设计11二、电路仿真16（一）系统电路图16（二）输出电压波形图17第四章 逆变电路设计18一、电路设计18（一）主电路设计18（二）控制电路设计19二、逆变总电路仿真29（一）逆变总电路系统仿真电路图29（二）输出电压波形图30三、SPWM脉冲的实现30（一）EG8010简介30（二）EG8010引脚介绍31（三）EG8010应用设计32四、本章小结34第五章 电池充电电路设计35一、电路设计35（一）主电路设计35（二）控制电路设计37二、电路仿真41（一）恒流充电过程41（二）恒压充电过程43三、本章小结44结论45致谢46参考文献47外文原文48附录：系统总电路图62第一章 绪论一、UPS的发展历史早期的UPS装置是采用柴油（或汽油）发电机电动机发电机组来实现电能变换，其设备笨重，占地面积大，。后来随着晶闸管的推广普及，使UPS装置摆脱了大量的机组设备，因此晶闸管控制的UPS迅速发展，逐渐取代了发电机电动机发电机组式的UPS装置，但因晶闸管没有自关断能力，因此每只晶闸管需要配备换向单元电路，因此仍然使系统庞大而笨重。从80年代以后，全控型器件蓬勃发展，这些器件开关速度快，控制驱动方便，因此成为UPS装置的最佳选择。由这些器件制作的UPS装置重量轻、效率高、噪声小、操作控制灵活，使UPS装置进入一个新的时代。目前，国内外学者都对UPS开展了广泛的研究工作，各种先进的控制技术被引入。在此基础上，许多国外知名UPS生产厂商，如山特、梅兰日兰、APC等，纷纷利用自己的技术优势推出了多款集数字化、智能化、网络化于一身的新一代UPS。于此同时，作为UPS消费大国的中国，不论是大功率市场还是小功率市场，我国的国产UPS市场占有率都小于50%,甚至30%都不到。由此可见，与国外相比，我国在UPS研究与生产领域都还处于一个弱势阶段。对我国来说，UPS的研究更为紧迫。二、UPS的分类和结构所谓不间断电源就是当交流电网输入发生异常或中断时，它可以继续向负载供电，并能够保证供电质量，使负载供电不受影响。这种供电装置称为不间断电源装置，或者称为不间断供电系统，简称UPS(Uninterruptible Power System)。不间断供电装置依据其向负载提供的是交流还是直流可分成两大类型，即直流不间断供电系统和交流不间断供电系统，但习惯上人们总是将交流不间断供电系统简称为UPS。正因为如此，本书也沿用这一习惯称呼而将交流不间断电源简写为UPS。不间断电源通常分为动态式UPS和静止式UPS。随着技术的进步和发展，动态式UPS逐渐被淘汰，静止式UPS逐渐成为主流。本文主要介绍了静止式UPS。静止式UPS又可分为在线式UPS和后备式UPS。（一）动态式UPS工作原理所谓动态UPS就是指供电不间断是靠动能来实现的，也就是早期的采用柴油发电机电动机发电机组来实现电能变换的装置，其结构如图1.1所示。当电网供电正常时，交流电驱动交流电动机旋转，从而带动交流发电机和同轴的惯性飞轮同速运转，由发电机发电供给负载。当电网电压出现波动或某些尖峰干扰时，由于惯性飞轮的作用，较短时间的电压波动或短时间干扰并不影响惯性飞轮的正常运转，从而保证了负载上电压的稳定性；一旦电网供电间断，电动机就停止运转这时发电机依靠同轴飞轮上所储存的巨大动能而继续发电，使负载的供电时间得以延长，以便现场工作人员保护现场。但在这种方案中，依靠动能储存的飞轮延长市电断电时的供电时间势必受到限制。动态UPS需要较多的电机设备，因此成本比较高，而且设备笨重，随着静止式UPS的发展，动态UPS逐渐被代替。图1.1 动态UPS结构图（二）静止式UPS工作原理静止式(静态)UPS与动态(旋转式)UPS相比较而言，没有电动机、发电机和飞轮之类旋转体，它通过由功率半导体器件组成的电能变换主电路对电能实现变换。现在人们概念中的UPS均是静止式UPS。静止式UPS的经典方案如图1-2所示，其原理是：电网正常时，市电经整流器变成直流，再经逆变器将直流变成交流，后经转换开关送给负载；在电网异常时，由蓄电池给逆变器提供直流电能，经逆变器变成交流后送给负载；当整流器、逆变器或蓄电池等单元出现故障时，可经过转换开关将市电旁路给负载。对静止型UPS而言，按其工作方式又可分为在线式(online)和后备式(offline)两种，但无论是后备式还是在线式UPS，其基本结构大体相同，只是在工作方式上和为负载供电的质量上有一定的差异。下面简要说明在线式和后备式UPS的异同点。1在线式UPS工作过程在线式UPS的工作过程如图1.2所示。电网正常供电时，交流电经输入变压器后，一方面经充电器给蓄电池充电，另一方面经整流器变成直流后送至逆变器，经逆变器变成交流后送给负载。能量流动的过程是：电网、变压器、整流器、逆变器、负载。电网供电异常时(过压、欠压、断电)，保护电路将切断输入市电与UPS的联系，让蓄电池为逆变器提供直流电能。能量流动的过程是：蓄电池、逆变器、负载。由上述可见，在线式UPS就是指电网正常供电时，电网一方面对蓄电池充电，另一方面经过UPS内部处理和变换后再送给负载；电网停电或供电异常时，由蓄电池向逆变器提供电能，保证负载供电不间断。在电网供电转为电网中断、蓄电池供电时，负载供电没有任何中断。当然，这是UPS内部无任何故障时的情况。若UPS内部任何一个单元出现故障，则控制电路可使转换开关实现旁路输出。这样的转换一是有转换时间(供电有间断)，二是此时市电必须不中断，否则负载供电就无保障了。为了使转换过程不影响负载工作，应该使转换时间尽可能短，考虑到较大的滤波电容的储能作用，转换时间一般应小于3ms。在线式UPS的的性能优于后备式UPS，体现在在线式UPS可以没有转换时间，同时在线式UPS对电网电压进行整形处理，因此正常工作情况下，其供电质量优于电网。但在线式UPS的成本高于后备式UPS。因此在线式UPS用于电能质量要求比较高的场合。图1.2 在线式UPS结构框图2后备式UPS工作过程后备式UPS的工作过程如图1.3所示。电网供电正常时，电网一方面经变压器至充电器给蓄电池组充电；另一方面经变压器和旁路开关(K接B点)送给负载。供电异常时，控制电路立即切断电网与负载的联系，同时起动逆变器并使K由接B转为接A，继续由蓄电池提供电能向负载供电。这时的能量流向和在线式是一样的，只是转换为蓄电池输送电能这个过程和在线式UPS有区别，即在线式UPS当电网异常转为蓄电池提供电能时不存在转换时间，而后备式UPS存在一定的转换时间，这种转换时间和在线式UPS中的转换旁路时间一样，一般希望其愈短愈好。通过上述可见，后备式UPS就是指电网正常供电时，电网通过旁路开关直接送给了负载，同时也给UPS的蓄电池充电。送给负载的是没有经过UPS加工和处理的电网的电，供电质量明显不及在线式UPS的供电质量好。在电网供电出现异常时，才启动UPS内部的逆变器工作，将蓄电池提供的直流电能变成交流电能后送给负载。后备式UPS和在线式UPS虽然其基本结构大致一样，但在电网正常供电时，在线式UPS的输出较后备式UPS的输出交流电质量好，这主要是说在线式UPS的输出是稳压、稳频的，而后备式UPS最多对输出采取粗稳压而没有稳频等其他处理功能。不但如此，在电网供电异常、蓄电池组开始向逆变器提供能量时，在线式UPS没有转换时间，后备式UPS是有一定的转换时间的。因此从工作方式和供电质量上看，电网供电时和电网供电转为蓄电池组提供电能的转换过程，在线式UPS的性能优于后备式。有的后备式UPS的生产厂家加了电网滤波装置，有的在输出变压器上增加了一些抽头，以实现对输出的简单稳压，使其产品的性能有所改善，但终究和在线式还有一定差距。图1.3 后备式UPS结构框图三、本章小结本章主要介绍了UPS的发展历史，结构，分类和基本原理。UPS的发展历程从柴油（或汽油）发电机电动机发电机组式UPS到晶闸管控制的UPS，再到使用全控型器件的UPS。UPS的结构分为动态式UPS和静止式UPS。静止式UPS又可分为在线式UPS和后备式UPS。现在动态式UPS已经逐渐被静止式UPS所代替。UPS一般都由变压电路，整流电路，逆变电路，充电电路和旁路电路组成。其基本工作原理是在电网正常时由电网对负载供电，电网电压异常时由蓄电池供电。第二章 UPS的总体结构及原理一、本设计参数本文设计的是静止型不间断电源，而在线式和后备式相比，有着明显的优势，所以本文设计在线式的UPS。其技术性能如下：(1) 输入电压：单相两线制220V、50Hz交流电压输入电压范围：220V土10输入频率范围：50Hz土5(2) 输出电压：单相220V、50Hz交流电压电压稳定度：220V土2频率稳定度：50Hz土0.5(3) 额定功率：500W(4)蓄电池组：采用松下UP-VW1220铅酸蓄电池（12V）2块满载工作时(500W)：蓄电池组能维持3min半载工作时(250W)：蓄电池组能维持10min供PC工作（100W）：蓄电池组能维持30min二、系统结构图和原理如图2.1所示，系统分为4个部分：电池升压电路、逆变电路、电池充电电路、旁路电路。电池升压电路的结构是隔离型推挽式直流直流变换电路。通过控制变压器原边的两个桥臂的开启和关断，将电池电压（24V）升高到400V,作为逆变器的直流源。逆变电路采用全桥式逆变桥电路，利用PWM技术控制开关管的开启和关断，再通过输出滤波器滤除高次谐波，最终得到正弦基波。电池充电电路是一个反激式开关电源电路，通过控制开关管的开启和关断，实现电池的三阶段充电：当电池电压低于27.4V时，以恒定电流的方式对电池快速充电，当电池电压高于27.4V时，开始以恒定电压对电池充电，最后随着充电电流的减小，电池进入浮充阶段。旁路电路是用一个双触点的继电器实现的。AC-DC变换：将电网来的交流电经全波整流、滤波变为直流电压，供给逆变电路。AC-DC输入如果有软启动电路，可避免开机时对电网的冲击。DC-AC逆变电路：采用大功率IGBT模块全桥逆变电路，具有很大的功率富余量，在输出动态范围内输出阻抗特别小，具有快速响应特性。如果采用高频调制限流技术及快速短路保护技术，可以使逆变器无论是供电电压瞬变还是负载冲击或短路，均可安全可靠地工作。 控制驱动：控制驱动是完成整机功能控制的核心，它除了提供检测、保护、同步以及各种开关和显示驱动信号外，还完成SPWM正弦脉宽调制的控制，如果采用静态和动态双重电压反馈，可以极大地改善了逆变器的动态特性和稳定性。UPS电源包括了两种类型：在线式、后备式。在线式UPS工作原理是输入的市电经整流滤波后，一方面经逆变后变成纯净的50Hz、220V交流电压输出;另一方面经充电器输出直流电给电池组充电，在市电中断时，由电池组经逆变电路逆变成220V、50Hz的交流电输出，零时间自动转换，有效地保证输出不间断的电源，全面解决市电中存在的电源故障，提供高层次的电源保护，适用于保护关键系统、重要数据，被广泛应用于数据中心、大型网络、行业系统（金融、邮电、医院、电力、航天航空、军事等）。 后备式UPS在市电供电时由旁路开关直接输出，只有当市电断电时，电池组经逆变电路逆变成220V、50Hz的交流电路输出。图2.1 UPS系统结构图正常工作情况：旁路开关S1闭合,S2断开。电网电压分为两路，一路通过S1供负载使用。第二路经过整流电路变为直流300V，300V经过反激式开关电源得到大约直流24V给电池充电。当电网断电时：旁路开关断开S1断开，S2开启。此时直流24V电池电压通过S2和电池升压电路变换变为直流400V,送到全桥式逆变电路，逆变后供负载使用 。三、本章小结 本章主要介绍了UPS的设计参数，系统结构图和基本原理。本设计要求在电网电压为交流220V左右的输入情况下，输出也为220V左右的正弦交流电，负载额定功率为500W。在电网断电时，UPS可以为负载供电几分钟。系统可以分为电池升压电路、逆变电路、电池充电电路、旁路电路四个部分。电网正常工作时，电网电压分为两路。一路供负载使用，第二路经过整流电路变为直流300V，300V经过反激式开关电源得到大约直流24V给电池充电。电网工作异常时，此时直流24V电池电压通过S2和电池升压电路变换变为直流400V,送到全桥式逆变电路，逆变后供负载使用 。第三章 电池升压电路设计本设计的目标是完成从直流24V到直流400V带隔离变压器的DC/DC变换。将24V的电池电压升高到400V,做为逆变器的直流电源。现拟采用下图3.1所示的电路图，它由带隔离变压器的推挽式DC-DC变换电路和输出滤波电路组成，输出滤波电路为LC低通滤波器，现分析整个电池升压电路的基本工作原理。平稳的直流电压（24V）供给高频变压器的原边。两个开关管和高频变压器共同组成了带隔离变压器的推挽式DC/DC变换器，通过开关管的轮流导通，在变压器副边绕组两端分别形成相位相反的交流电压，变压器的副边交流电压经过二极管整流，然后经一个倒L型低通滤波电路，得到稳定的直流输出电压。一、电路设计（一）主电路设计1.高频变压器设计本设计要求输出电压U0为400V，开关管的占空比最大值定为Dmax=0.3。所以，高频变压器的次级输出电压U次应能够在最大输出占空比的情况下，保证输出电压为400V, （3.1） 高频变压器初级输入电压 （3.2） 由此可得高频变压器的匝数比 （3.3）输出功率为 （3.4）图3.1 电池升压电压主电路结构图2.输出滤波电路的设计a.滤波电感：一般工程设计算法中，要求输出电流的最大脉动量为最大输出电流的20%，因为 (3.5)则： (3.6)b.电容的选择根据工程经典值 (3.7)3.主开关元件设计场效应管是一种体积小、重量轻、耗电省、寿命长，利用电场效应来控制电流大小的半导体器件，这种器件有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强和制造工艺简单等优点，因而获得了广泛的应用。场效应管的开关频率可以非常高，因此在高频的情况下，使用场效应管比IGBT更加符合要求。同时场效应管为电压驱动型器件，因此驱动电路简单。与二极管的选型类似，主开关器件的选型，主要是确定开关器件的正向平均电流和正向电压峰值。根据全桥式DC-DC变换器的特点，每个开关管的承受的电压为Ui，即： (3.8)额定电压一般取为正常工作时MOSFET所承受峰值电压的23倍，即： (3.9) 确定了MOSFET的峰值电压，还需要计算开关管工作时的平均工作电流，输入电流： (3.10)则： (3.11)额定电流为正常工作时的23倍，即： (3.12)4.整流二极管设计每个二极管承受最大反向电压为高频变压器次级输出电压，即667V。额定电压一般取为正常工作时所承受峰值电压的23倍，此处选取800V,每个二极管工作时平均电流为输出电流的0.5倍，即0.625A，额定电流为正常工作电流的23倍，此处取为1.5A。可选用东芝3JH61，耐压800V,额定电流3A，反向恢复时间0.5s。（二）控制电路设计1UC3825简介UC3825是一款针对开关电源的高频率高效率PWM控制芯片，它使用电压控制模式，其最高工作频率可达1MHz，带有基准电压输出、软启动和过流保护模块。其脉宽比较器的输入端可以用负载输出的电压信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。使用UC3825的开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都较高。因此UC3825是比较理想的PWM控制芯片。2UC3825的引脚功能（1）引脚1（INV）：闭环系统中接反馈信号，为误差放大器反相输入端，用于形成电压比较电路。（2）引脚2 (NV)：此脚为与INV端行比较的误差放大器同相输入端。通常是设置的基准电压。（3）引脚3（E/A Out）：与INV端构成比例积分反馈电路的误差放大器的输出端。（4）引脚4（Clock）：两片PWM芯片链接运行时，提供给芯片同步时钟信号的时钟输出端。输出与震荡频率一致的时钟信号。（5）引脚5和引脚6 (CT和RT)：这两脚设置芯片的工作时钟，通过接不同的电容和电阻，形成不同的锯齿波信号。（6）引脚7（Ramp）：此脚为斜坡补偿端。（7）引脚8 (Soft Start)：此引脚接一个电容，在整个电路上电时可以抑制电路的冲击电流，为软启动端，有保护功率元件的作用。（8）引脚9 (ILIM/SD)：此引脚具有过流保护的功能，只要将输出电流反馈至此端，当电源输出短路情况或者输出电流过大出时，即一旦超过内部设定值，芯片可以迅速封锁输出，让整个电路处于关闭状态。（9）引脚10，引脚13和引脚15（Gnd，Pwr Gnd和Vcc）：这些脚分别接信号地，功率地，和电源电压。（10）引脚11和引脚14（Out A和Out B）：这两脚输出互补的高低驱动脉冲信号。（11）引脚13和引脚16 (Vc和Vref)：引脚13是为了能够获得足够的驱动能力或者配合不同的驱动电压等级设置的驱动电路的电压输入端，设计者可以随意调整。引脚16为稳定的5.1V基准电压输出端。3. UC3825的工作原理UC3825的内部电路包含多个功能的子模块，有锯齿波和时钟产生，误差放大与比较，电源和内部故障检测，软启动，过流保护和输出逻辑控制驱动等模块。a.锯齿波和时钟产生模块。引脚5接芯片内部3V的稳定电压，引脚6接芯片内部的一个恒流源。如果引脚5和对地端接上一个电阻，电阻上就会流过电流Ir，芯片内部经过检测引脚5上的电流而产生一个与之一样的恒定充电电流Ic=Ir。如果在引脚6和对地端接一个电容，这个充电电流Ic就对电容C进行恒流充电，CT端电压就会呈线性的斜坡增加，在刚开始的时候，引脚6端电压较低，与之连接的电压比较器输出为低电平，图中的两个三极管截止。可是当引脚6端的电压大于迟滞比较器的预定值时，电压比较器的输出跳变为高电平，使两个三极管迅速开通，与引脚6连接的三极管使电容C中的电荷迅速释放，与引脚4连接的三极管开通，Clock端就输出高电平。当外接电容的电压降至使迟滞比较器的输出为低电平后，两个三极管截止。然后外接电容重新进行恒流充电，电路进入下一个工作周期，线性度良好的锯齿波信号就是在这样过程中不断产生的。b. 误差放大与比较模块，由引脚1,2,3连接成的一个反相误差放大器和一个电压比较器组成。电压比较器通过误差放大器将电路输出的电压信号转换后与引脚7接入锯齿波电压相比较，随之输出高低电平。由此可得：比较器输出的高低电平时间是由误差放大器的输出电压与锯齿波电压相比较决定的。若误差放大电压越小，比较器输出的高电平时间越长，反之越短。c. 电源欠压保护和内部故障检测模块。两个电压比较器组成了此模块的功能。电源欠压保护通过输入电源电压与一个9V的稳定电压进行比较实现，内部故障检测通过由稳压器得到的基准电压与一个4V电压进行比较实现。只有当电源电压和基准电压都正常稳定时，后方电路才正常工作，从而使芯片正常工作。如果有一个电压不稳定，后方电路就会使输出驱动电路停止工作，从而达到保护主电路的目的。d. 软启动模块。因为整个电路刚上电的瞬间，电路输出电压值很小，反馈给给误差放大电压值比较大，误差放大的电压接近饱和，进而使输出端的占空比接近最大，使驱动电路输出电压极高，形成很大的冲击电流，很有可能会损坏开关器件。软启动模块是就是在引脚8外接一个充电电容，使该脚上的电压不能突变为0V。在电路刚上电时封锁了误差放大器的电源地，使误差放大器在这一瞬间丧失作用。然后芯片内部的恒流源持续对引脚外接的电容进行充电，使“inhibit”三极管基极电压逐渐升高，使之逐渐导通，进而使误差放大器逐渐获得电源进入工作，输出电压也随着逐渐升高。经过一定时间的充电，三极管完全导通，此时电路输出电压已经升高到一定程度，误差放大器进入正常工作状态。e. 过流保护模块。此芯片引脚9与内部的一个电压比较器相连，可以将外部电路输出采样到的电流信号通过电阻变成电压信号，然后通过引脚9与一个1V电压进行比较，只要比较电压大于1V，电压比较器就输出高电平，进而封锁驱动输出电压，实现限流。如果之后输出电流还在不断增加，反馈的电压信号增大至1.4V时，则另一个电压比较器就会跳为高电平从而进一步封锁驱动电路的脉冲，实现二次保护。f. 输出逻辑控制驱动模块。逻辑控制电路由一个电压比较器，若干个或非门，SR锁存器和T触发器组成。首先，误差放大器输出的误差电压（Ue）与引脚7的锯齿波电压比较，形成脉冲宽度与比较电压的大小成比例的方波电压（图4.4Ua波形），此方波信号通过SR锁存器和一个或门，将信号传递入T触发器中。根据Ua波形的脉冲频率，T触发器的输出波形如图中Q和Q非所示，这两个脉冲电压能控制两个输出端的或非门，使他们相继开通，并且两个输出在同一个时刻不能同时导通。这种相继导通的驱动方式，正是全桥式DC-DC变换器所需要的驱动方式，这样，通过芯片内部各个模块，该芯片能够通过检测电路输出电压的大小调整驱动电路脉冲的占空比，从而调整电路输出的电压平均值，达到稳压的作用。由芯片UC3825及其外围电路组成开关电源的控制电路，能实现脉冲信号的形成和输出，输出电压的反馈，过流保护和软启动的功能。而且分别输出互补的驱动信号驱动四个开关管的开通和关断；锯齿波形成和输入电路由引脚5、6、7共同组合完成；过流保护由围绕引脚9组成的外围电路实现，其过程为把由主电路反馈回来的的过电流信号通过电阻转换成电压信号，然后输入引脚9，如果主电路中的电流过大时，即一旦超过内部设定值就可以立即触出发芯片内部的过电流保护电路，锁定芯片的输出，从而实现过电流保护的功能。引脚16为基准电压输出端，它能够输出稳定的5.1V电压，通过分压电阻和电位器，能够形成适应于电路工作的比较电压，主电路的输出电压通过分压电阻分压后的电压输入由引脚1、2、3组成的误差放大器，形成误差电压，通过误差电压控制引脚14和引脚11的输出占空比，达到控制输出电压的目的。4.控制电路的参数计算由芯片资料了解到，UC3825内部由锯齿波电路形成的锯齿波波峰电压值为2.8V，波谷时电压为1.0V。由于芯片内部的一个电压源的作用，实际输入电压比较器的锯齿波波峰电压值为4.05V,波谷时电压值为2.25V。a. 电压反馈电路的设计。电压反馈电路就是将输出电压转化成与控制电路相同电压等级的比较电压，供控制电路参考。本设计将电压按157倍衰减，即输出电压为400V时，反馈电压为2.55V。则： 图3.2 电池反馈电路结构图 (3.13)可取R反馈上为733k，R反馈下为4.7k。 b.误差比较电路的设计。误差比较电路是将基准电压与反馈电压相比较，将他们的差值反馈到芯片内部，改变内部控制电路的输出占空比，从而控制输出电压。因为比例控制可以提高系统的开环增益，减小系统稳态误差，从而提高系统的控制精度，但会降低系统的相对稳定性，本设计电路采用比例积分电路来形成电压的调节。取比例电阻为47k,则比例放大倍数为47/4.7=19，充电电容为45nF,则充电时间常数为454.7=211.5s,大约是芯片工作周期的 10倍，这样有利于输出电压的调整而不使电路形成震荡。c.软启动电路的设计本设计的开关电源，其输出功率较大，开关电源启动时的瞬间电流很大，造成对电路的很大冲击，极易损坏电路中的各种元器件。而这种冲击电流，主要是由开关控制电路中的电压比较环节引起的。当开关电路启动时，控制电路首先得电，此时电压比较电路已经处于正常工作状态，但是，此时的输出电压并没有还很小，这样，反馈电压与基准电压有很大的电压差，就会使误差比较器的输出饱和，使电路的输出占空比升至最大。在开关电路上电的瞬间就会产生很大的冲击电路。本设计的开关电源软启动电路，是由UC3825内部的软启动模块实现的。UC3825内部设置了一个恒流源和一个三极管来控制误差放大器的增益，当引脚8外接一个电容器时，整个电路上电瞬间，由于电容上的电压不能突变，引脚8上的电压为零，此时三极管基极点为零，没有电流流过，三极管截止。从而控制误差放大器，使其放大增益为很小，这样，即使基准电压与反馈电压差很大，也不会使电路产生冲击电流。之后，随着外接电容的继续充电，电压逐渐升高，三极管逐渐开通，误差放大器的增益也逐渐增大，此时电路的输出电压也随即增大，使电路顺利进入稳定工作状态。外接电容器电容值取值原则，是使电容的充电时间尽可能大于开关电路的工作周期，使开关电路能够平稳过渡到稳定工作状态。从UC3825芯片资料典型设计电路图中，查得外接电容器为10F。二、电路仿真（一）系统电路图图3.3给出了电池升压电路仿真电路图，此图的主电路为隔离式的直流直流变换电路。通过控制开关管，实现电压的变换。控制电路的核心是UC3825。仿真条件：理想输入直流电压24V,理想线性变压器，理想开关器件。图3.3 电池升压电路仿真电路图（二）输出电压波形图从仿真结果可以看出，电压从低到高，最终逐渐稳定在400V。说明UC3825的反馈作用起到了作用。电压有少许的波动，其波动大小取决于电容的大小，电容越大，波动越小，但是系统响应变慢。三、本章小结本章主要介绍了电池升压电路的系统结构图和基本原理及其设计。本设计要求在电池电压为直流24V左右的输入情况下，输出为400V左右的直流电，负载额定功率为500W。本文详细地介绍了主电路的设计和控制电路的设计。主电路的设计包括高频变压器、输出滤波器、主开关器件、整流二极管的设计。控制电路的设计包括电压反馈电路、误差比较电路、软启动电路的设计。文章最后给出了电路的仿真结果。第四章 逆变电路设计本设计的目标是将直流400V 转换为和市电相同的220V交流电，供一般负载使用。逆变电源质量的好坏极大地影响着负载工作的可靠性，其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围，本设计的主电路采用全桥式逆变电路，控制电路采用双极式调制的SPWM技术。一、 电路设计（一）主电路设计现在分析其工作原理。四个开关管分为两组（V1，V4和V2，V3）。当第一组（V1和V4）导通时，负载得到正电压。当第二组（V2和V3）导通时，负载得到负电压。两组桥臂交替导通，负载得到正负交替的交流电压。此电压经一个倒L型滤波电路，此滤波电路为低通滤波电路，滤除电压的高次谐波分量及电压尖峰值，得到正弦输出电压。1.主开关元件设计IGBT驱动功率小而饱和压降低。因此在这里选用IGBT作为主开关器件。主开关器件的选型，主要是确定开关器件的正向平均电流和正向电压峰值。根据全桥式逆变器的特点，每个开关管的电压为400V,额定电压一般取为正常工作时所承受峰值电压的23倍，所以此处选取耐压为600V的IGBT。确定了IGBT的峰值电压，还需要计算开关管工作时的平均工作电流：输出电流有效值： (4.1)则： (4.2) 额定电流为正常工作时MOSFET所承受峰值电压的23倍，即： (4.3) 图4.1 逆变电路主电路结构图 2.开关电路的工作频率基于人的听力范围为20Hz到20kHz，开关电路工作频率应大于20kHz。开关频率的提高能够减小滤波电感电容的大小，以及高频变压器的体积，从而使高频率的开关电源能够做的很小。基于频率越高，开关损耗越大的考虑，这里初定芯片工作频率为20kHz。3.输出滤波电路的设计a.滤波电感：计算系统等效负载电阻，即 (4.4) (4.5)取额定负载R的0.4倍，取开关频率的0.04倍。b.电容的选择工程上一般采用公式： (4.6)（二）控制电路设计控制电路采用SPWM方式，由正弦波与三角波比较得到SPWM控制信号，再经过驱动电路则可以驱动IGBT。在驱动电路之前需要加上死区电路。驱动电路的作用是将SPWM信号进行整形和功率放大，更好地控制开关管的导通和关断。1.PWM原理在采样控制理论中有这样一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，其效果相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。如图4.2a的正弦半波分成N等份，就可以把正弦半波看成是由N个劈刺相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于/N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，就得到图4.2b所示的脉冲序列。这就是SPWM波形。可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。同样对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。图4.2 PWM波代替正弦半波PWM逆变电路可以分成电压型和电流型两种，但目前的实际应用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路，下面我们主要分析电压型PWM逆变电路的控制方法。计算法：根据PWM控制的基本原理，如果给出了逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，PWM波形中各脉冲的宽度间隔就可以准确的计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。这种方法称之为计算法。调制法：即把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波和锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。在实际中应用的主要是调制法,因此本设计中使用调制法。2.正弦波脉宽调制技术的实现方法a.软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。 自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。 因此在实际工程中，自然采样法应用比较少。规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样。 规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。除上述两种方法外，还有一种方法叫做等面积法。该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。 b.硬件调制法硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波。而且随着单片机技术的发展，可以通过单片机产生正弦信号和三角波信号，使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计采用硬件调制法，通过SPWM芯片产生所需要的正弦脉冲调宽波。3IGBT驱动电路的设计a.驱动要求根据IGBT的特性,其对驱动电路的要求如下:(1)提供适当的正反向电压,使IGBT能可靠地开通和关断。当正偏压增大时IGBT通态压降和开通损耗均下降,但若UGE过大,则负载短路时其IC随UGE增大而增大,对其安全不利,使用中选UGE=15V为好。负偏电压可防止由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通,一般选UGE=-5V为宜。(2)IGBT的开关时间应综合考虑。快速开通和关断有利于提高工作频率,减小开关损耗。但在大电感负载下,IGBT的开频率不宜过大,因为高速开断和关断会产生很高的尖峰电压,及有可能造成IGBT自身或其他元件击穿。(3)IGBT开通后,驱动电路应提供足够的电压、电流幅值,使IGBT在正常工作及过载情况下不致退出饱和而损坏。(4)IGBT驱动电路中的电阻RG对工作性能有较大的影响,RG较大,有利于抑制IGBT的电流上升率及电压上升率,但会增加IGBT的开关时间和开关损耗;RG较小,会引起电流上升率增大,使IGBT误导通或损坏。RG的具体数据与驱动电路的结构及IGBT的容量有关,一般在几欧几十欧,小容量的IGBT其RG值较大，可以减少电路的震荡。(5)驱动电路应具有较强的抗干扰能力及对IGBT的保护功能。IGBT的控制、驱动及保护电路等应与其高速开关特性相匹配,另外,在未采取适当的防静电措施情况下,GE两端不能开路。b.IR2110介绍在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。 光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅几十kHz。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原副边的绝缘强度高，dv/dt共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50,信号的最小宽度又受磁化电流所限。脉冲变压器体积大，笨重，加工复杂。 凡是隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，仍受上述缺点的限制。美国IR公司生产的IR2110驱动器,它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。 IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，DIP14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=50V/ns，15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围1020V；逻辑电源电压范围（脚9）515V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有5V的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。 IR2110工作原理：当HIN为高电平时,VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间，C1通过VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电，这时C1就相当于一个电压源，从而使S1导通。由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN为低电平，VM3关断，VM4导通，这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关断。 当HIN为低电平时：VM1关断，VM2导通，这时聚集在S1栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使S1关断。经过短暂的死区时间LIN为高电平，VM3导通，VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路，使S2开通。在此同时VCC经自举二极管，C1和S2形成回路，对C1进行充电，迅速为C1补充能量，如此循环反复。 其11引脚（SD）为芯片关断控制端，当SD为高电平时，驱动芯片关断输出。场效应管无输入信号，逆变电源停止输出。IR2110工作特点： (1) 具有独立的低端和高端输入通道。 (2) 悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V。 (3) 输出的电源端（脚3）的电压范围为1020V。 (4) 逻辑电源的输入范围（脚9）515V，可方便的与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有5V的偏移量。 (5) 工作频率高，可达500kHz。 (6) 开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns。 (7) 图腾柱输出峰值电流2A。c.IR2110设计（1）自举电容设计IGBT 和 PM（POWERMOSFET）具有相似的门极特性。开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压为 8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有 1.5V 的压降（包括 VD1 的正向压降）；最后假定有 1/2 的栅电压（栅极门槛电压 VTH 通常 35V）因泄漏电流引起电压降。综合上述条件， 工程应用取 (4.7)由特性曲线知,东芝GT15J30型IGBT 充分导通时所需要的栅电荷 Qg=40nC,VCC=15V，那么 (4.8)可取 C1=50nF,且耐压大于 35V 的电容。(2)自举二极管的选择自举二极管是一个重要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管。此处二极管受到400V的反向直流电压，承受的电流大约为4020=800A。选取东芝CMF03快恢复二极管。图4.3 IR2110的驱动电路（3）其他器件的选取为了提供反向偏压，稳压管取4.7V,分压电容取100F，栅极电阻取20。高压侧限流电阻为100k,低压侧限流电阻取为2k,电压取20V。驱动电路的仿真电路图如下图4.4所示。仿真条件为：占空比为50%的标准脉冲波；开关都为理想开关器件；芯片电源直接添加，且为理想的电源；主电路为半桥式逆变电路，其直流电源为两个相同的理想电压源；图中的自举电容和自举二极管的选取由上文（1），（2）得到。其余的电容都为管脚的去耦电容，其作用为低通滤波，滤除电压尖峰和脉动。图4.4 IR2110的仿真电路图高压侧输入输出波形如下图所示图4.5 高压侧输入输出波形低压侧输入输出波形如下图所示图4.6 低压侧输入输出波形从仿真结果可以看出，输入电压为占空比为50%的矩形脉冲波，输出波形跟踪输入波形，也为占空比为50%的矩形脉冲波，但是输入没有负压，而输出有大约为-5V的负电压，可以保证IGBT可靠关断，减小拖尾电流。高低压端的响应相似，都能跟踪输入波形，