通信原理讲稿第八章.ppt

第8章模拟信号的数字传输 8 1引言 8 2抽样定理 8 3脉冲振幅调制 8 4模拟信号的量化 8 5脉冲编码调制 8 6差分脉冲编码调制 8 7增量调制 8 8DPCM中的量化噪声 8 9时分复用和多路数字电话系统 8 1引言 目的 数字通信系统传输可靠 是发展方向 然而自然界的许多信号都是模拟的 将模拟信号转化为数字信号传输可以利用数字传输的的优点 模拟信号转化为数字信号又称为A D变换 传输到接收端在转换为模拟信号称为D A变换 发端的A D变换称为信源编码 收端的D A变换称为信源译码 模拟信号数字化的方法 波形编码和参量编码及混合编码 波形编码是直接把时域波形变换为数字代码序列 比特率通常在16kb s 64kb s范围内 接收端重建信号的质量好 参量编码是利用信号处理技术 提取语音信号的特征参量 再变换成数字代码 其比特率在16kb s以下 但接收端重建 恢复 信号的质量不够好 波形编码主要方法 脉冲编码调制 PCM 差分脉冲编码调制 DPCM 和增量调制 DM 8 2抽样定理 理想低通信号的抽样定理抽样信号的频谱抽样信号的恢复理想带通信号的抽样 抽样分类 根据信号分为 低通抽样定理和带通抽样定理 根据抽样脉冲序列分 均匀抽样定理和非均匀抽样根据抽样的脉冲波形 理想抽样和实际抽样 内容 频带限制在的时间连续信号m t 如果以秒的间隔对它进行等间隔抽样 则m t 将被所得到的抽样值完全确定 意义 若要传输模拟信号 不一定要传输模拟信号本身 可以只传输按抽样定理得到的抽样值 因此 抽样定理为模拟信号的数字传输奠定了理论基础 证明 设 被抽样的信号是m t 它的频谱表达式是 频带限制在内 理想的抽样就是用单位冲击脉冲序列与被抽样的信号相乘 即这里的抽样脉冲序列是一个周期性冲击序列 它可以表示为 由于 T t 是周期性函数 它的频谱 T 必然是离散的 不难求得所以 根据冲击函数性质和频率卷积定理 如果 s 2 H 即抽样间隔Ts 1 2fH 则抽样后信号的频谱在相邻的周期内发生混叠 此时不能无失真地重建原信号 因此必须要求满足Ts 1 2fH m t 才能被ms t 完全确定 这就证明了抽样定理 显然 Ts 1 2fH 是最大允许抽样间隔 称为奈奎斯特间隔 相应的最低抽样速率fs 2fH称为奈奎斯特速率 重建 由ms t 恢复m t 令Ts 1 2fH s 2 H 则用截止频率为fH的理想低通滤波器 即可以由Ms 中提取出M 理想低通滤波器的传递函数为冲击响应为抽样值序列 理想低通滤波器的输出为重建过程的波形为 对于带通型信号 如果按fs 2fH抽样 虽然能满足频谱不混叠的要求 但这样选择fs太高了 它会使0 fL一大段频谱空隙得不到利用 降低了信道的利用率 为了提高信道利用率 同时又使抽样后的信号频谱不混叠 那么fs到底怎样选择呢 见图 理想带通信号的抽样定理 带通抽样定理的内容 我们以基带信号为研究对象 要产生带通信号 首先要将基带信号搬移到高频段上 成为带通信号 即是一个调制的过程 我们选择调制效率为100 的双边带调制 其时域表示式为 则的频域表达式为 这里 根据MATLAB仿真 得到的时域波形和频谱图 对带通信号低通抽样 通过MATLAB仿真 观察其频谱 根据公式 3 理论上带通信号的频谱为基带信号的频谱以向左右两边搬移 即 按照低通抽样定理抽样 虽然能满足样值频谱不产生重叠的要求 但是无疑太高了 会使这一大段频谱空隙得不到利用 2 对带通信号带通抽样 根据带通抽样定理 我们能够算出 则能满足带通信号无失真恢复的采样速率的范围为 当当当当我们选取几个满足条件的 当时 取 当时 取 当时 取 当时 取 通过MATLAB仿真 观察其抽样后频谱是否产生交叠 从图4中可以看出 在对于满足带通抽样定理条件下的fs对带通信号进行抽样 频谱均没有有发生交叠 可以不失真的恢复出原信号 从图中看出 当时 有最小范围能使抽样后的信号无失真的恢复出来 此时的为最优范围 但实际中根据具体情况择优选择 我们再选取几个不满足条件的值对其仿真 分别取 通过MATLAB仿真 8 3脉冲振幅调制 三种基本的脉冲载波调制 脉冲振幅调制 PAM 脉冲宽度调制 PWM 脉冲位置调制 PPM 见下页的图 脉冲振幅调制 脉冲载波的幅度随基带信号变化的一种调制方式 前面所说的抽样定理 就是载波是由冲激脉冲序列组成的脉冲振幅调制 又可以称为理想抽样 实际的冲激脉冲串只能采用窄脉冲串来近似实现 窄脉冲序列进行实际抽样的两种脉冲振幅调制方式 自然抽样的脉冲调幅和平顶抽样的脉冲调幅 自然抽样脉冲振幅调制ms t m t s t 连续信号波形与频谱矩形脉冲序列波形与频谱 抽样信号波形与频谱为保证自然抽样信号的恢复 理想抽样定的结论仍然实用频谱表达式对比理想抽样的频谱 平顶抽样的脉冲调幅 平顶抽样的频谱 8 4模拟信号的量化 采用量化抽样值的方法才能够利用数字传输系统来实现抽样值信息的传播 用预先规定的有限个电平来表示模拟抽样值的过程称为量化 这有限个电平称为量化电平 抽样是把一个时间连续信号变换成时间离散的信号 而量化则是将取值连续的抽样变成取值离散的抽样值序列 量化会产生量化误差 或称量化噪声 量化的过程 图中 m t 是模拟信号 抽样速率为fs 1 Ts 抽样值用 表示 第k个抽样值为m kTs mq t 表示量化信号 q1 qM是预先规定好的M个量化电平 这里M 7 mi为第i个量化区间的终点电平 分层电平 电平之间的间隔 i mi mi 1称为量化间隔 量化就是将抽样值m kTs 转换为M个规定电平q1 qM之一 mq kTs qi 如果mi 1 m kTs mi mq t mq kTs kTs t k 1 Ts从上面结果可以看出 量化后的信号mq t 是对原来信号m t 的近似 当抽样速率一定 量化级数目 量化电平数 增加并且量化电平选择适当时 可以使mq t 与m t 的近似程度提高 mq kTs 与m kTs 之间的误差称为量化误差 对于随机信号 量化误差也是随机的 它像噪声一样影响通信质量 因此又称为量化噪声 通常用均方误差来度量 假设m t 是均值为零 概率密度为f x 的平稳随机过程 则量化噪声的均方误差 即平均功率 为这是求量化误差的基本公式 在给定信源的情况下 f x 是已知的 因此 量化误差的平均功率与量化间隔的分割有关 如何使量化误差的平均功率最小 是量化器的理论所要研究的问题 把输入信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化 量化间隔为常数 在均匀量化中 每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点 其量化间隔 i取决于输入信号的变化范围和量化电平数 若设输入信号的最小值和最大值分别用a和b表示 量化电平数为M 则均匀量化时的量化间隔为 8 4 1均匀量化 量化器输出为 mq qi mi 1 m mi式中 mi是第i个量化区间的终点 也称分层电平 可写成 qi是第i个量化区间的量化电平 可表示为 量化器的基本的性能指标是信噪比 S Nq 它的定义是输入信号功率与量化噪声的比值 下面计算均匀量化器的量化信噪比 均匀量化器的量化噪声功率为 一般来说 量化电平数M很大 量化间隔 很小 因而可认为在 v内不变 以Pi表示 各层内的概率密度函数于是量化噪声Nq表示为 信号功率取决于信号的分布 例1若信号在 a a 上均匀分布 即f x 1 2a 则于是 量化信噪比为 6dB原理上例中若将M层量化电平进行编码 编码位数量化信噪比为将此结论称为6dB原理 例2若信号正弦波m t Acos ct 则信号功率为这时 量化信噪比为 讨论 量化信噪比随量化电平数M的增加而提高 均匀量化器广泛应用于线性A D变换接口 例如在计算机的A D变换中 N为A D变换器的位数 常用的有8位 12位 16位等不同精度 在遥测遥控系统 仪表 图像信号的数字化接口等中 也都使用均匀量化器 但在语音信号数字化中 均匀量化有一个明显的不足 量化信噪比随信号电平的减小而下降 当满足语音通信要求时 发现用均匀量化需要11位编码 但常规语音编码只有8位 所以不满足要求 非均匀量化是一种在整个动态范围内量化间隔不相等的量化 常用的是信号幅度越小 量化间隔 v也小 反之亦反 优点 首先 当输入信号具有非均匀分布的概率密度 实际中常常是这样 时 非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信噪比 其次 量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例 因此量化噪声对大 小信号的影响大致相同 即改善了小信号时的量化信噪比 8 4 2非均匀量化 实现方法 实现非均匀量化的方法之一是把输入量化器的信号x先进行压缩处理 再把压缩的信号y进行均匀量化 压缩器就是一个非线性变换电路 弱信号被放大 强信号被压缩 压缩器的入出关系表示为y f x 接收端采用一个与压缩特性相反的扩张器来恢复x 常用压缩器大多采用对数式压缩 即y lnx 广泛采用的两种对数压扩特性是 律压扩和A律压扩 1 律压扩特性式中x 压缩器归一化输入电压y 压缩器归一化输出电压 压缩器参数 压缩效果图中对y是均匀分割的 等效于对x是非均匀分割的 在每一量化间隔中 由得于是量化误差信噪比的改善程度 写成分贝形式数值例 100时 对于小信号x 0 信噪比的改善程度 对于大信号x 1 信噪比的改善程度结论 小信号时 可以改善量化信噪比 大信号时 会降低量化信噪比 相当于增加了输入信号的动态范围 如图7 14 2 A律压扩特性式中x 压缩器归一化输入电压y 压缩器归一化输出电压A 压缩器参数 A律压扩特性的导出 设压扩特性为y f x 为使小信号时的信噪比不因x下降而减小 应使各量化间隔随x成线性关系 即 而因此 于是解出 或者再由x 1时y 1 解出C k 于是 但是 当x 0时y 所以需修正上式 于是得到A率特性的定义式 压缩特性的近似实现 A律13折线 早期的A律和 律压扩特性是用非线性模拟电路实现的 电路实现这样的函数规律是相当复杂的 因而精度和稳定度都受到限制 随着数字电路特别是大规模集成电路的发展 另一种压扩技术 数字压扩 日益获得广泛的应用 它是利用数字电路形成许多折线来逼近对数压扩特性 在实际中常采用的方法有两种 一种是采用13折线近似A律压缩特性 另一种是采用15折线近似 律压缩特性 我国的PCM30 32路基群也采用A律13折线压缩特性 CCITT建议G 711规定在国际间数字系统相互连接时 要以A律为标准 因此这里重点介绍A律13折线 A律13折线 用13段折线逼近A 87 6的A律压缩特性 具体方法是 对x轴不均匀分成8段 分段的方法是每次以二分之一对分 对y轴在0 1范围内均匀分成8段 每段间隔均为1 8 然后把x y各对应段的交点连接起来构成8段直线 其中第1 2段斜率相同 均为16 因此可视为一条直线段 故实际上只有7根斜率不同的折线 以上分析的是第一象限 对于双极性语音信号 在第三象限也有对称的一组折线 也是7根 但其中靠近零点的1 2段斜率也都等于16 与正方向的第1 2段斜率相同 又可以合并为一根 因此 正 负双向共有2 8 1 1 13折 故称其为13折线 203页表7 3A 87 6与13折线压缩特性的比较 律15折线 用15段折线逼近 255的 律压缩特性 具体方法是 对y轴均匀分成8段 第i个分点在i 8的位置对x轴不均匀分成8段 第i个分点的位置是其结果如图 律15折线性能 把量化的电平值表示成二进制码组的过程称为编码 将模拟信号经过抽样 量化变换为数字信号 然后再变换成代码传输 这种方式称为脉冲编码调制 PCM 举例如下 8 5脉冲编码调制 8 5 1脉冲编码调制原理 码字和码型 二进制码抗干扰能力强 易产生 因此 PCM中一般采用二进制码 M个量化电平 可以用N位二进制码元来表示 N位码元组成一个码组或称为一个码字 码型指的是量化电平的编码 其量化电平与码字的对应关系的整体就称为码型 在PCM中常用的二进制码型有三种 自然二进码 折叠二进码和格雷二进码 反射二进码 如下表 表6 4常用二进制码型 自然二进码就是一般的十进制正整数的二进制表示 编码简单 易记 而且译码可以逐比特独立进行 若把自然二进码从低位到高位依次给以2倍的加权 就可变换为十进数 如设二进码为 an 1 an 2 a1 a0 则 便是其对应的十进数 表示量化电平值 这种 可加性 可简化编译码器的结构 折叠二进码是一种符号幅度码 左边第一位表示信号的极性 信号为正用 1 表示 信号为负用 0 表示 第二位至最后一位表示信号的幅度 正 负绝对值相同时 折叠码的上半部分与下半部分相对零电平对称折叠 故名折叠码 其幅度码从小到大按自然二进码规则编码 折叠优点 对于双极性信号 只要绝对值相同 则可以采用单极性编码的方法 使编码过程大大简化 传输中误码对小信号影响较小 格雷二进码的特点是任何相邻电平的码组只有一位码位不同 即相邻码字的距离恒为1 译码时 若传输或判决有误 量化电平的误差小 除极性码外 绝对值相等时 其幅度码相同 故又称反射二进码 但这种码不是 可加的 不能逐比特独立进行 需先转换为自然二进码后再译码 在PCM中 A律13折线PCM30 32路基群设备中所采用折叠二进码 A律13折线PCM编码码位数决定了量化分层的数量 在信号变化范围一定时 用的码位数越多 量化分层越细 量化误差就越小 通信质量当然就更好 但码位数越多 设备越复杂 同时还会使总的传码率增加 传输带宽加大 1 在A律13折线PCM编码中 采用8位二进制码 对应有M 28 256个量化级 这需要将13折线中的每个折线段再均匀划分16个量化级 由于每个段落长度不均匀 因此正或负输入的8个段落被划分成2 8 16 256个不均匀的量化级 2 8位码的安排如下 极性码段落码段内码C1C2C3C4C5C6C7C8抽样值大于0 C1 1抽样值小于0 C1 0 3 段落和段内的特点 同一段内的16个量化级均匀划分 不同段落 则由于长度不等 都分成16份 不同段落的量化间隔有区别 属于非均匀的量化级 小信号时 段落短 量化间隔小 大信号时 段落长 量化间隔大 第一 二段最短 只有归一化的1 128 再将它等分16小段 每一小段长度为最小的量化级间隔 它是输入信号归一化值的1 2048 代表一个量化单位 第八段最长 它是归一化值的1 2 将它等分16小段后 每一小段归一化长度为1 32 包含64个最小量化间隔 记为64 每段的特点段号起始电平终止电平量化间隔 i10 16 33264 2 464 128 4 216 32 6256 512 16 5128 256 8 75126 1024 32 81024 2048 64 C5C6C7C8的权重为 8421 i A律13折线PCM编码方法 1 先确定抽样信号 n 2 确定极性码 3 确定段落码 4 确定段内码第一种方法采用砝码称重的逐次比较法 第二种方法将转化为4为二进制 逐次比较编码原理 工作过程 略 例8 5 1设模拟信号最大值为4096mA 某抽样值Is 606mA 对其进行A律13折线编码 按A律13折线编成8位码C1C2C3C4C5C6C7C8 解 按A律13折线编成8位码C1C2C3C4C5C6C7C8 1 确定极性码C1 由于输入信号抽样值Is为正 故极性码C1 1 2 确定段落码C2C3C4 落在第6段 所以段落码C2C3C4 101 3 确定段内码C5C6C7C8方法一 逐次比较法 第6段的特点 256 512 量化间隔为16 方法二 利用在每段落内为均匀量化的思想 4 对应的11位线性编码 对应的12位线性编码 5 误差的理解 编码误差 由于该信号位于第6段第2号小段内 抽样值为288 304 都编为288 译码时为了减少误差 都选择该小落的中间值为输出抽样值 PCM系统性能涉及两种噪声 量化噪声和信道加性噪声 考虑两种噪声时 PCM系统接收端低通滤波器的输出为 m t nq t ne t m t 输出端所需信号成分 nq t 量化噪声的输出 其功率Nq ne t 信道噪声引起的输出噪声 功率Ne 8 5 2PCM系统的抗噪声性能 PCM系统总的输出信噪比为 两种噪声的产生机理不同 可认为互相独立 先分析量化噪声 抽样序列为 量化序列为 可以写为 附录A证明 量化误差的功率谱为 由于量化引起的均方误差E e2q kTs 将取决于信号的统计特性和量化方法 在输入信号区间 a a 均匀分布 并对它均匀量化 其量化电平数为M 那么 量化噪声功率为于是 不考虑信道噪声 接收端低通滤波器输出的量化噪声成分eq t 的功率谱密度为 于是低通滤波器输出的量化噪声功率为 再求接收端低通滤波器输出的信号功率 输出信号功率为 由 7 2 6 接收端低通滤波器输出信号为 输出信噪比为 式中 二进码位数N与量化级数M的关系为M 2N 由此可见 PCM系统输出的量化信噪比依赖于每一个码组的位数N 并随N按指数增加 对于频带限制在fH的信号 抽样定理要求抽样速率不小于2fH 每一个码组N位二进脉冲 为此二进制码元的速率为2NfH 所需传输带宽B至少等于NfH 故信噪比还可写成 信道加性噪声的影响 在加性高斯白噪声条件下 可以认为误码是独立的 并设每个码元的误码率皆为Pe 出现多于1位误码的概率很低 所以通常只需要考虑仅有1位误码的码组错误 由于码组中各位码元的权值不同 因此 误差的大小取决于误码发生在码组的哪一位上 而且与码型有关 信道噪声 误码 抽样值误差 以N位自然二进码为例 自最低位到最高位的加权值分别为20 21 22 2i 1 2N 1 若量化间隔为 则发生在第i位上的误码所造成的误差为 2i 1 所产生的噪声功率是 2i 1 2 显然 发生误码的位置越高 造成的误差越大 由于已假设每位码元所产生的误码率Pe是相同的 所以一个码组中如有一位误码产生的平均功率为 由于错误码元之间的平均间隔为1 Pe个码元 而一个码组又包括有N个码元 故错误码组之间的平均间隔为1 NPe个码组 其平均间隔时间为 这相当于每隔Ta时间 出现一个错误脉冲抽样 这个脉冲抽样序列的功率谱密度为 于是 在理想低通滤波器输出端 由误码引起的噪声功率谱密度为 输出噪声功率为 总的输出信噪比为 大信噪比时近似 小信噪比时近似 8 6差分脉冲编码调制 DPCM的基本思想是 利用相邻抽样值之间的相关性 具体的方法是 用前面若干时刻传输的抽样值来预测当前要传输的样值 然后对预测的误差而不是样值本身进行编码 传输 在接收端再用接收的预测误差来修正当前的预测值 系统的框图如下 DPCM的工作过程 参照上图和前页波形 量化台阶不变的情况下 即量化噪声不变 编码位数减少 压缩信号带宽 在编码位数不变的情况下 量化间隔减小 量化噪声降低 DPCM系统的量化误差为 量化信噪比为 DPCM的总量化误差qk仅与差值信号ek的量化误差有关 qk与ek都是随机变量 因此DPCM系统总的量化信噪比可表示为 Gp称为预测增益 可理解为DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益 如果差值功率E ek 小于信号功率E mk Gp就会大于1 该系统就能获得增益 预测的基本的方法是线性预测 即 如果能够选择合理的预测规律 就能获得增益 对DPCM系统的研究就是围绕着如何使Gp和 S N q这两个参数取最大值而逐步完善起来的 通常Gp约为6 11dB ADPCM 为了在大的动态范围内以最佳的预测和量化来获得最佳的性能 在DPCM基础上引入自适应技术 称为自适应差分脉冲编码调制 简称ADPCM ADPCM包括自适应预测和自适应量化 自适应预测 预测器系数随信号的统计特性而自适应调整 提高了预测信号的精度 从而得到高预测增益 自适应量化 指量化间隔随信号的变化而变化 使量化误差达到最小 在相同语音质量下 ADPCM允许用32kb s比特率编码 这是标准64kb sPCM的一半 已经成为CCITT的标准 参见G 721 G 726等规范建议 增量调制简称 M或DM 是另一种模拟信号数字化的方法 在PCM中 用一个码组来表示抽样 码组位数大于1 而 M仅使用一位码组来表示抽样 M又可以看成DPCM的特例 即量化电平取两个 且预测器是一个延迟为T的延迟线的DPCM系统调制系统 由DPCM的一般原理框图简化可以得到增量调制 M的原理框图 8 7增量调制 M 编译码的基本原理用相邻样值的相对大小 增量 同样能反映信号的变化规律 将增量编码传输的方式称为 M 为了说明 M概念 见下页波形 图中 m t 代表时间连续变化的模拟信号 我们可以用一个时间间隔为 t 相邻幅度差为 或 的阶梯波形m t 来逼近它 只要 t足够小 即抽样速率fs 1 t足够高 且 足够小 则阶梯波m t 可近似代替m t 其中 为量化台阶 t Ts为抽样间隔 M系统的工作过程 M系统的量化噪声 过载量化噪声和一般量化噪声 1 过载量化噪声最大跟踪斜率为 不产生过载的条件若输入信号是单频正弦信号 即时 不产生过载的条件成为 为了不发生过载 必须增大 和fs 但 增大 一般量化误差也大 由于简单增量调制的量阶 是固定的 因此很难同时满足两方面的要求 提高fs对减小一般量化误差和减小过载噪声都有利 因此 M系统中的抽样速率要比PCM系统中的抽样速率高的多 典型的 M系统抽样率为16kHz或32kHz 相应单话路编码比特率为16kb s或32kb s 2 一般量化噪声 分析模型与波形如下图 在不过载情况下 误差eq t m t m t 限制在 到 范围内变化 若假定eq t 值在此范围均匀分布 即则量化噪声的平均功率为上述的量化噪声功率并不是系统最终输出的量化噪声功率 因为积分器后面还有低通滤波器 eq t 的脉冲宽度可能是Ts 2Ts eq t 的脉冲宽度可能是Ts 2Ts 因此eq t 的功率谱在 0 fs 区间上近似看作是均匀分布 可表示为若接收端低通滤波器的截止频率为fm 则经低通滤波器后输出的量化噪声功率为量化噪声功率与 及 fm fk 有关 与信号幅度无关 信号越大 信噪比越大 对于频率为fk的正弦信号 临界过载振Amax 所以信号功率的最大值为 因此在临界振幅条件下 系统最大的量化信噪比为 用分贝表示为 上式表明 1 M的信噪比与抽样速率fs成立方关系 即fs每提高一倍 量化信噪比提高9dB 因此 M系统的抽样速率至少要在16kHz以上 才能使量化信噪比达到15dB以上 而抽样速率在 32kHz时 量化信噪比约为26dB 只能满足一般通信质量的要求 2 量化信噪比与信号频率fk的平方成反比 即fk每提高一倍 量化信噪比下降6dB 因此 简单 M时语音高频段的量化信噪比下降 8 8时分复用和复接 8 8 1基本概念时分多路复用原理 例如 若语音信号用8kHz的速率抽样 则旋转开关应每秒旋转8000周 设旋转周期为Ts秒 共有N路信号 则每路信号在每周中占用Ts N秒的时间 此旋转开关采集到的信号如下图所示 每路信号实际上是PAM调制的信号 几个重要的术语和公式 例 4路语音信号 每路信号最高频率为4000Hz 进行时分复用 1 求路时隙 2 信号若采用PAM方式 求传输复用信号所需系统的带宽 3 信号若采用PCM方式 占空比为1 每路复用信号采用128级量化 求复用信号的数码率 计算信号的量化信噪比 及其传输该信号所需系统的最小带宽 解 1 在接收端 若开关同步地旋转 则对应各路的低通滤波器输入端能得到相应路的PAM信号 上述时分复用基本原理中的机械旋转开关 在实际电路中是用抽样脉冲取代的 因此 各路抽样脉冲的频率必须严格相同 而且相位也需要有确定的关系 使各路抽样脉冲保持等间隔的距离 在一个多路复用设备中使各路抽样脉冲严格保持这种关系并不难 因为可以由同一时钟提供各路抽样脉冲 时分复用的主要优点 便于实现数字通信 易于制造 适于采用集成电路实现 生产成本较低 模拟脉冲调制目前几乎不再用于传输 抽样信号一般都在量化编码后以数字信号的形式传输 故上述仅是时分复用的基本原理 复接和分接复接 将低次群合并成高次群的过程 在通信网中往往有多次复用 由若干链路来的多路时分复用信号 再次复用 构成高次群 各链路信号来自不同地点 其时钟 频率和相位 之间存在误差 所以在低次群合成高次群时 需要将各路输入信号的时钟调整统一 分接 将高次群分解为低次群的过程称为分接 目前大容量链路的复接几乎都是TDM信号的复接 标准 关于复用和复接 ITU对于TDM多路电话通信系统 制定了两种准同步数字体系 PDH 和两种同步数字体系 SDH 标准的建议 8 8 2准同步数字体系 PDH ITU提出的两个建议 E体系 我国大陆 欧洲及国际间连接采用T体系 北美 日本和其他少数国家和地区采用 E体系的结构图 E体系的速率 基本层 E 1 30路PCM数字电话信号 每路PCM信号的比特率为64kb s 由于需要加入群同步码元和信令码元等额外开销 overhead 所以实际占用32路PCM信号的比特率 故其输出总比特率为2 048Mb s 此输出称为一次群信号 E 2层 4个一次群信号进行二次复用 得到二次群信号 其比特率为8 448Mb s E 3层 按照同样的方法再次复用 得到比特率为34 368Mb s的三次群信号E 4层 比特率为139 264Mb s 由此可见 相邻层次群之间路数成4倍关系 但是比特率之间不是严格的4倍关系 E体系的一次群结构 1帧 由于1路PCM电话信号的抽样频率为8000Hz 抽样周期为125 s 即1帧的时间 时隙 TS 将1帧分为32个时隙 每个时隙容纳8比特 在32个时隙中 30个时隙传输30路语音信号 另外2个时隙可以传输信令和同步码 其中时隙TS0和TS16规定用于传输帧同步码和信令等信息 其他30个时隙 即TS1 TS15和TS17 TS31 用于传输30路语音抽样值的8比特码组 时隙TS0的功能 在偶数帧和奇数帧不同 规定在偶数帧的时隙TS0发送一次帧同步码 帧同步码含7比特 为 0011011 规定占用时隙TS0的后7位 时隙TS0的第1位 供国际通信用 若不是国际链路 则它也可以给国内通信用 TS0的奇数帧留作告警 alarm 等其他用途 在奇数帧中 TS0第1位 的用途和偶数帧的相同 第2位的 1 用以区别偶数帧的 0 辅助表明其后不是帧同步码 第3位 A 用于远端告警 A 在正常状态时为 0 在告警状态时为 1 第4 8位保留作维护 性能监测等其他用途 在没有其他用途时 在跨国链路上应该全为 1 时隙TS16的功能 可以用于传输信令 但是当无需用于传输信令时 它也可以像其他30路一样用于传输语音 信令是电话网中传输的各种控制和业务信息 例如电话机上由键盘发出的电话号码信息等 在电话网中传输信令的方法有两种 一种称为共路信令 CCS 另一种称为随路信令 CAS 共路信令是将各路信令通过一个独立的信令网络集中传输 随路信令则是将各路信令放在传输各路信息的信道中和各路信息一起传输 在此建议中为随路信令作了具体规定 采用随路信令时 需将16个帧组成一个复帧 时隙TS16依次分配给各路使用 如图中第一行所示 在一个复帧中按照下表共用此信令时隙 在F0帧中 前4个比特 0000 是复帧同步码组 后4个比特中 x 为备用 无用时它全置为 1 y 用于向远端指示告警 在正常工作状态它为 0 在告警状态它为 1 在其他帧 F1至F15 中 此时隙的8个比特用于传送2路信令 每路4比特 由于复帧的速率是500帧 秒 所以每路的信令传送速率为2kb s 8 8 3同步数字体系 SDH SDH基本概念SDH是针对更高速率的传输系统制定出的全球统一的标准 整个网络中各设备的时钟来自同一个极精确的时间标准 例如铯原子钟 没有准同步系统中各设备定时存在误差的问题 在SDH中 信息是以 同步传送模块 STM 的信息结构传送的