（电路与系统专业论文）bicmos电路驱动结构及设计研究.pdf

摘要 本文以基于开关信号理论的传输电压理论为指导，首先，提出二值b i c m o s 电路 的一般结构和三值b i c m o s 电路的一般结构。其次，以二值b i c m o s 电路的一般结构和 三值b i c m o s 电路的一般结构为基础，提出了n p n - n p n 型二值b i c m o s 通用驱动电路结 构、p n p p n p 型二值b i c m o s 通用驱动电路结构、p n p - n p n 互补型二值b i c m o s 通用驱 动电路结构和n p n - n p n - n p n 型三值b i c m o s 通用驱动电路结构。再次，利用已提出的 各种不同的二值b i c m o s 通用驱动电路结构和三值b i c m o s 通用驱动电路结构，设计 n p n - n p n 型、p n p - p n p 型、p n p - n p n 互补型二值b i c m o s 通用驱动电路和n p n - n p n - n p n 型三值b i c m o s 通用驱动电路，进而设计n p n - n p n 型、p n p p n p 型、p n p - n p n 互补型二 值全摆幅b i c m o s 通用驱动电路和n p n - n p n - n p n 型三值b i c m o s 通用驱动电路。最后， 根据已设计的n p n - n p n 型二值全摆幅b i c m o s 通用驱动电路、p n p - p n p 型二值全摆幅 b i c m o s 通用驱动电路、p n p - n p n 互补型二值全摆幅b i c m o s 通用驱动电路和 n p n - n p n - n p n 型三值b i c m o s 通用驱动电路，分别设计各种二值全摆幅b i c m o s 电路和 三值b i c m o s 电路。 对所设计的所有电路进行计算机模拟和铡试，获得的结果表明，本论文所提出的 b i c m o s 电路的一般结构，以及由该一般结构而导出的各种通用驱动电路结构简单、正 确。所设计的各种通用驱动电路和全摆幅通用驱动电路逻辑功能正确、结构简单。根 据提出的全摆幅二值b i c m o s 通用驱动电路和三值b i c m o s 通用驱动电路而设计的所有 b i c m o s 电路不仅逻辑功能正确、电路结构简单、速度快、功耗低，而且设计方法简单， 与传统的驱动电路相比，所提出的驱动电路更具有通用性，所有通用驱动电路均可以 运用本文所提出的二值b i c m o s 电路一般结构和三值b i c m o s 电路一般结构。设计实现 其他任意b i c m o s 函数。此外，模拟结果还迸步表明，p n p - n p n 互补型通用驱动电路 可工作于较低的电压下，在工作电压为1 5 v 或i 2 v 的情况下，以p n p - n p n 互补型通 用驱动电路为基础而设计的b i c m o s 电路仍然有十分良好的表现。 关键词：b i c m o s 电路：c m o s 电路：驱动电路：全摆幅：开关级设计。 木本文得到浙江省自然科学基金项目资助( n o y 1 0 4 3 6 8 ) a b s t r a c t b a s e do ht h et h e o r yo ft r a n s m i s s i o nv o l t a g e - s w i t c h e s ，i nt h i sp a p er ，f i r s t ，t h e g e n e r a ls t r u c t u r e o fb i n a r yb i c m o sc i r c u i ta n dt e r n a r yb i c m o sc i r c u i ta r e p r o p o s e d s e c o n d ，b a s e do nt h eg e n e r a ls t r u c t u r eo fb i n a r yb i c m o sc i r c u i ta n d t e r n a r yb i c m o sc i r c u i t ，n p n - n p nb i n a r yb i c m o sg e n e r a ld r i v e - c i r c u i t ，p n p p n p b i n a r y b i c m o s g e n e r a ld r i v e - c i r c u i t ，p n p n p nb i n a r y b i c m o s g e n e r a l d r i v e c i r c u i ta n dp n p n p n n p nt e r n a r yg e n e r a ld r i v e c i r c u i ta r ep r o p o s e d t h i r d b ya p p l y i n g t h e b i n a r y b i c m o sg e n e r a ld r i v e c i r c u i ta n dt e r n a r y g e n e r a l d r i v e - c i r c u i t n p n - n p nb i n a r yf u l l - s w i n gb i c m o sg e n e r a ld r i v e c i r c u i t ，p n p p n p b i n a r yf u l l s w i n gb i c m o sg e n e r a ld r i v e c i r c u i t ，p n p - n p nb i n a r yf u l l s w i n g b i c m o sg e n e r a ld r i v e c i r c u i ta n dp n p n p n n p nt e r n a r yf u l l s w i n gg e n e r a l d r i v e c i r c u i ta r ep r o p o s e d a tl a s t ，s o m eb i n a r yf u l l s w i n gb i c m o sc i r c u i t sa n d t e r n a r yb i c m o sc i r c u i t sa r ed e s i g n e da ts w i t c h l e v e l t h es i m u l a t i o na n dm e a s u r e dr e s u l ts h o w st h a ta l ld e s i g n e db i n a r yf u l l - s w i n g b i c m o sc i r c u i t sa n dt e r n a r yb i c m o sc i r c u i t sn o to n l yh a v en e a r l yi d e a ll o g i c f u n c t i o n s ，b u ta l s oh a v es i m p l e rs t r u c t u r ea n ds i m p l e rd e s i g n m e t h o d c o m p a r i s o n w i t ht h et r a d i t i o n a ld r i v e - c i r c u i t s ，t h ed e s i g n e dg e n e r a ld r i v e - c i r c u i t s a r em o r e g e n e r a l ，a l lo fd e s i g n e dd r i v e - c i r c u i t sc a nb eu s e dt od e s i g no t h e rb i n a r yf u l l s w i n g b i c m o sc i r c u i t sa n do t h e rt e r n a r yb i c m o sc i r c u i t sb ya p p l y i n gt h es a m e d e s i g n m e t h o d t h es i m u l a t i o na n dm e a s u r e dr e s u l ta l s os h o w st h ep n p - n p nb i n a r yf u l l s w i n g b i c m o sg e n e r a ld r i v e c i r c u i tc a np e r f o r mc o r r e c t l yw i t h1 5 vs u p p l yv o l t a g e ，a n dt h e d e s i g n e dp n p n p nb i n a r yf u l l s w i n gb i c m o s c i r c u i t sb a s e do nt h ep n p n p nb i n a r y f u l l s w i n gb i c m o sg e n e r a ld r i v e c i r c u i t sa l s oc a np e r f o r mc o r r e c t l yw i t h1 5 vs u p p l y v o l t a g e k e y w o r d ：b i c m o sc i r c u i t s ；c m o sc i r c u i t s ；d r i v e c i r c u i t s ；f u l l s w i n g ； s w i t c h l e v e id e s i g n 浙江大学博士学位论文 第一章 绪论 1 1b i o n o s 电路研究的历史与现状 双极型集成电路是以晶体管工艺为基础，其中以t t l 电路即晶体管一晶体管逻辑为 当今应用最多的数字逻辑集成电路之一“3 。t t l 电路的基本特征是晶体管作为开关，呈 饱和与截止两种状态，正是依赖晶体管的这两个截然不同的状态才构成t t l 电路。t t l 电路的主要优点是速度较快，驱动能力强，电路耦合方便“1 。 标准的c m o s 数字集成电路的基本电路是两个互补的金属氧化物场效应管，c m o s 电 路的主要优点是静态下几乎不消耗电源能量，而输出电压的摆幅比较大，几乎可以从 o v n 电源电压，抗干扰性能也比较好。因此，c m o s 技术具有保证较低的功率消耗、高 噪声容限以及高封装密度等优点。“。 c m o s 电路的弱点是不能驱动重负载，但它功耗小；t t l 的弱点是功耗大，但其速 度快。克n - 者的弱点，而利用其优点，于是便出现了同时具有双极型技术和c m o s 技 术优点的双极型c m o s 电路，口b i c m o s 电路。“。图1 1 1 所示为c m o s 、双极型晶体管和 b i c m o s 在速度和功耗方面的比较。1 。由图1 1 1 可见，无论是c m o s 技术还是双极型技术， 都无法同时完全覆盖延迟空间和功耗空间，而同时具备双极型技术s u c m o s 技术优点的 双极型c m o s 电路，n b b i c m o s 技术则可以满足这一要求。 最近几年，随着集成电路的高速发展及其应用领域的不断扩大，特别是在计算机 系统及其应用领域、通信工程行业，对集成电路在低电源电压，低功耗，高速度和提 高性价比等方面的要求越来越高。虽然传统的双极型电路具有高速，电流驱动能力强 等优点，但其功耗和集成度则无法适应v l s i 技术快速发展的需要。而另一方面，一直 作为集成电路主要技术平台的m o s 电路虽然在低功耗，高集成度，强抗干扰性能力等 方面有着双极型电路所没有的优势，但在高速度，大电流驱动场合却显得无能为力4 3 。 姚茂群：b i c m o s 电路驱动结构及设计研究 很显然，不管是单独使用c m o s 电路，还是单独使用双极型电路都无法同时满足v l s i 系 统各方面性能的所有要求，因此，融合c m o s s n 双极型两种技术优势的新技术b i c m o s 器 件及其电路将是v l s i 发展的必然产物1 。 1 9 8 3 年，专门用于研究基于c m o s 技术的双极兼容加工工艺技术的项目正式开始启 动，该项目的主要任务是研究如何将m o s 元件和双极型晶体管元件集成到同一块芯片 中，即针对b i c m o s 工艺技术进行开发研究。该技术所要追求的最终目标就是希望能将 双极型晶体管技术与c m o s 技术完美结合起来，从而使新产生的b i c m o s 电路同时具有两 者的优良特性”4 1 。 功耗 图li ic m o s 、双极型晶体管和b i c m o s 在速度和功耗方面的比较 最初，大多数的b i c m o s 电路一般采用推拉式输出结构，这种电路结构由l i n 等 人率先提出“，该结构也是最早投入实际使用的b i c m o s 电路结构之一，现在常常将 这种电路结构称为传统的b i c m o s 电路，图1 1 2 所示为即为采用推拉式输出结构的 传统b i c m o s 反相器电路“。分析该电路，可以知道电路静态功耗为零，并具有和c m o s 电路相同的输入阻抗，同时还具有双极型晶体管的大电流驱动能力，可驱动大的电容 负载。由于其诱人的实际应用前景，这种电路一经提出就受到广泛的重视，并被应用 于各种电路场合，如s r a m 电路、d r a m 电路、门阵列等“2 “1 。 图l _ 1 2 传统b i c m o s 反相器 浙江大学博士学位论文 2 0 世纪8 0 年代中期，b i c m o s 技术走出了最初的用于研究的实验室，逐渐成为一 种广为采用的生产工艺“。随着现代工艺技术的不断发展，在现有的工艺水平下， b i c m o s 工艺技术已经相当成熟，无需任何额外的步骤即可将其结合到c m o s 制作流程 中”。因此，b i c m o s 技术已经当之无愧地成为目前低功耗、高速、超强功能的超大规 模集成电路制造中所采用的主要技术之一“8 1 “， 以前，集成电路的设计目标主要有两点：( 1 ) 要求电路能够高速运算。( 2 ) 要 求电路尽可能占用最小芯片面积。因此，设计人员在设计电路时所采用的设计技术主 要要考虑解决上述两大问题。但是，从上世纪9 0 年代初开始，人们对便携式产品的 需求逐年增加，半导体工业经历了便携式系统前所未有的供需增长。随着笔记本电脑、 掌上电脑、手机等便携式电子产品的日益普及，可便携性已经成为很多电子产品和电 子设备所必不可少的特性，而同时，电源消耗也随之成为了需要着重考虑的主要设计 指标“7 “。设想：如果一台便携式电子产品和设备需要相当笨重的电池组，那么该电 子产品和设备的实用性就会受到影响；同样，便携式电子产品和设备使用的方便灵活 性还取决于每次充电的时问间隔，如果某便携式电子产品和设备进行充电的次数过于 频繁，也会使该电子产品和设备的实用性大受影响。 此外，功耗问题还包含了可靠性和高端应用设备的成本等诸方面的问题。”3 。随 着集成度、时钟频率、芯片面积和计算速度的不断提高”7 “，都不可避免地导致了 电路功耗的增加。例如：6 0 0 m h z 的p e n t i u mi i ic p u 的功耗为2 8 w ，d e c 公司的阿尔法 2 1 1 6 4 芯片功耗为5 0 w 。“，而目前主流c p u 的功耗已超过8 0 l o o w 。微处理器的功耗 几乎随产品的芯片面积与工作频率一同呈线性增长。如果没有良好的降温措施的话， 功耗将会使电路工作于极高的工作温度下，从而增加了多种芯片错误机制的发生概 率。有研究表明，温度每升高l o ，器件的故障率提高2 倍。“。为了确保电子产品和 设备工作的可靠性，就必须采用非常昂贵的封装技术和降温技术，而使用这些技术必 须以巨大的经济成本作为代价。因此，功耗已成为集成电路最为重要的设计和性能参 数之一。”。 仅仅十年前，在设计电路的过程中，电路的功耗相对于电路性能和尺寸等电路设 计要素而言，它还不是首要考虑的因素。过去的集成电路设计人员的主要研究课题就 是要在提高性能和减少芯片尺寸这两个经常发生冲突的设计目标之间实现最为理想 姚茂群：b i c m o s 电路驱动结构及设计研究 的平衡。而现在，伴随着集成电路功耗问题的日益严重化，仅仅考虑以上的平衡已经 远远不够了，当今的i c 设计人员必须设计出低功耗的电路，与此同时又不能以严重 牺牲电路的性能为代价。鉴于集成电路功耗问题越来越严重，促使v l s i 设计人员达 成了共识，即功耗已经成为了v l s i 设计中主要需要考虑的因素，如何降低功耗已成 为集成电路设计的一个最为重要的问题。 集c m o s 电路的低功耗、高集成度和双极型电路的高速度、大电流驱动能力等优良 特性于一身的b i c m o s 技术已经被实践证明是一种非常适用于低功耗集成电路设计的 先进技术，在以后的日子里，电子产品和设备的微型化和便携性将会一直伴随着对更 低功耗和更低电源电压需求的研究而同步进行，可以相信，b i c m o s 技术将可能成为适 应这一日益增长需求的最良好的解决方案之一。2 ”。 1 2 本文研究背景及研究内容 目前有大量的有关b i c m o s 电路设计的文献报道，但是主要集中在模拟电路及存储 器的设计上“”删，对数字电路的设计研究相对较少，而对于适合于数字电路 设计的b i c m o s 电路通用结构及其设计方法则缺乏研究“”“1 。 基于b i c m o s 电路的优点及其在现代数字集成电路中的重要性，本文将研究 b i c m o s 数字电路的驱动结构及其设计研究。 到目前为止，有一些b i c m o s 电路设计方案已被提出，也有文献提出了b i c m o s 电 路的一般结构，如图i 2 1 所示9 。图中n p a r t l 和n p a r t 2 代表n m o $ 网络，p p a r t 代表p m o s 网络。 当f ( x ) = o 时，p p a r t 导通，同时，n p a r t l 和n p a r t 2 均截止，a 点为高电平，使 得驱动管吼和场效应管m 。导通，驱动管q 。截止；而当f ( x ) = 1 时，p p a r t 截止，同时， n p a r t l 和n p a r t 2 均导通，a 点对地电容和电容c 。上的电荷经n p a r t l 和n p a r t 2 和驱 动管q 。入地，场效应管m d 和驱动管q 1 1 均截止，而驱动管q 。导通。很明显，这种电路 结构与传统的b i c m o s 反相器电路相当吻合。 浙江大学博士学位论文 进步分析，可以知道这种电路结构限制了b i c m o s 电路设计的灵活性，有关文 献报道的电路也证明其并不能代表b i c m o s 电路的些新的设计“4 。”，”1 。因此，使用 意义并不大。 图1 2 1 文献 6 6 提出的b i c m o s 电路的结构 本文以基于开关信号理论的传输电压理论为指导，主要研究各种b i c m o s 的通用 驱动电路和全摆幅通用驱动电路设计，并根据提出的b i c m o s 的全摆幅通用驱动电路 设计各种b i c m o s 电路。具体研究内容主要有： 1 、研究二值b i c m o s 电路的一般结构，在此基础上研究各种二值b i c m o s 驱动电 路的设计，包括n p n - n p n 型、p n p p n p 型和p n p - n p n 互补型二值b i c m o s 驱动电路的设 计。 2 、研究各种二值全摆幅b i c m o s 驱动电路的一般结构，在此基础上研究各种二值 全摆幅b i c m o s 驱动电路的设计，包括n p n n p n 型、p n p p n p 型和p n p - n p n 互补型二值 全摆幅b i c m o s 驱动电路的设计。 3 、在上述研究基础上，研究各种二值全摆幅b i c m o s 电路的设计，包括n p n n p n 型、p n p - p n p 型和p n p n p n 互补型二值全摆幅b i c m o s 电路的设计。设计的电路包括： 二值全摆幅b i c m o s 非门电路、二值全摆幅b i c m o s 与非门电路和二值全摆幅b i c m o s 或非门电路 4 、研究三值b i c m o s 电路的一般结构，在此基础上研究基于p n p n p n n p n 型的三 姚茂群：b i c m o s 电路驱动结构及设计研究 值b i c m o s 通用驱动电路的设计，并根据提出的三值b i c m o s 通用驱动电路，设计三值 b i c m o s 电路。 最后，对论文所研究的内容进行了总结，并提出了有待进一步研究和探讨的内容。 6 浙江大学博士学位论文 第二章 开关信号理论 这一章简单介绍开关信号理论”，它是指导从开关级( 管子级) 设计数字电路的 新型电路设计理论。 2 1 开关信号理论删 传统的数字电路设计都是以门电路作为基本构造单元的，但研究表明最好的数字 电路设计应该是以管子作为基本构造单元，称为开关级设计”，也即管子级设计。开 关信号理论是指导数字电路开关级设计的电路设计新理论。”，这一理论最主要的内容 是区分了一般数字电路中的二类变量：开关变量和信号变量。对应这两类变量，分别 建立了开关代数系统和信号代数系统，而这二类代数系统又可以用二类联结运算互相 联结、互相转换。 1 开关变量和开关代数 用，0 ，y 表不电路中的升天焚量，再取值表不为黾龉甲升天阴】丘、i n - - 个 状态，用，表示开关通、nf 表示开关断。因此，开关变量是用于描写电路中晶体管 开关元件的通与断二种相反状态的。与开关变量有关的基本运算为与运算、或运算、 非运算，三种运算的定义如下： 与磷邮= 最僦玎 ， 或运算一协俘猫卸 汜m ， 姚茂群：b i c m o s 电路驱动结构及设计研究 非运算置篙嚣 汜， 与运算描写电路中的开关串联、或运算描写电路中的开关并联，而非运算描写这 二种开关状态的相反关系。由上述三种基本运算所构成的代数系统即为开关代数。 2 信号变量和信号代数 用。，y ，z 表示电路中的信号变量，它们取值为0 ，1 ，2 ，1 ，用于 表示电路中m 种电学信号，这些变量有明确的数值意义，可以进行大小比较。而电路 对电学信号的检测是通过输入信号量与阈值比较大小来进行的，检测闽居于相邻的二 种信号值之间，并记为f ，r 0 5 ，1 5 ，m 一1 5 ，也即应存在m 一1 个检测阈。与信 号变量有关的基本运算可分为取大运算、取小运算，文字运算。它们的定义如下： 取大运算：x u y = m a x ( x ，y ) ( 2 1 4 ) 取小运算：x n y ；m i n ( x ，y ) ( 2 1 5 ) 文字运算：叫= 翟一1 善主3 c z e ， 由以上三种基本运算所构成的代数系统称为信号代数。除了上述三种基本运算外，还 可引入补运算： j 运算：i = ( m 一1 ) 一茁 ( 2 1 7 ) 式中“一”为算术减运算。 在数字电路中，由于电路元件的开关状态与电信号之间相互联系、相互作用，因 此，开关代数与信号代数之间存在着联结运算，该联结运算用于描写电路中开关变量 与电信号变量之间的相互作用。 3 联结运算i 该联结运算用于描写电信号控制电路中元件开关状态的物理过程。这里引入 浙江大学博士学位论文 种阈比较运算。 高闽运算： x = 黝 低阈运算。悟 与阈运算有关的主要性质有： r x t = t x = 。i 0 x = x = 覃 fx “工“= x “( t t , t z ) i x 1 + x “= x m a x ( “1 2 ) ft l x t 2 x ：m 剐2 ) r 1n x + t 2 x = n l j 眦n f _ ：c f x y = n y ) 【z + y = ( x u y ) x 1 y = u y ) 【x + _ y = ( x n y ) 卜= 堕，。 川砖 lx t = 而 一 ( 2 1 1 5 ) 式为换阈公式，不仅阈值r 。换了位置，且可取任意值。 4 联结运算 ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) ( 2 1 1 0 ) ( 2 1 1 1 ) ( 2 1 1 2 ) ( 2 1 1 3 ) ( 2 1 1 4 ) ( 2 1 1 5 ) 该联结运算描写电路中元件的开关状态控制电信号的传输与形成过程。由于该联 结运算与具体电路族中开关元件控制电信号的传输和形成的物理过程有关系，因此， 要根据实际情况，按相应的电路族进行具体讨论。 2 2 传输电压开关理论洲 浙江大学博士学位论文 种阈比较运算。 高闽运算：c 。= jt ，9 “) 【f ，竹 ，) 低阈运算一。垤篱x t ； 与闽运算有关的主要性质有： f 一= 。j = j r x = 。= 王 fx “x “= x “( z ) i z 。1 + z “：z ”“( 玑m 卜x 2 x = 一( n ) x n x + b z ：m m j 1 j i x 。y = 。0 n y ) 【x + t y = o u y ) j 。y = 缸u y ) p + ，= 0 n y ) 。 f 讧，型，。 川， 【拈。而 ( 2l 15 ) 式为换闽公式，不仅闽值f 换了位置，且可取任意值。 4 联结运算 ( 2 1 8 ) ( 2 ，1 ，9 ) ( 2 1 1 0 ) ( 2 1 1 1 ) ( 2 1 1 2 ) ( 2 1 1 3 ) ( 2 1 1 4 ) ( 2 1 15 ) 该联结运算描写电路中元件的开关状态控制电信号的传输与形成过程。由于该联 结运算与具体电路族中开关元件控制电信号的传输和形成的物理过程有关系，因此 要根据实际情况，按相应的电路族进行具体讨论。 2 2 传输电压开关理论洲 2 2 传输电压开关理论洲 9 姚茂群：b i c m o $ 电路驱动结构及设计研究 1 传输运算 根据第一节分析，适用于e m o s 电路开关级设计的联结运算i i 可定义为传输运算。 传输运算： 心2 r ) ( 2 2 1 ) = f ) 式( 2 2 1 ) 中d 表示电路中元件的开关状态，当开关通( 口= t ) 时，源信号c 被 传输至输出；当开关断( 口= f ) ，则输出为高阻庐。为了描写在输出端多路信号的合 并，尚可进一步引入如下传输并运算： ”柏慨垒侄：蛊篡： c z z z ， 式( 2 2 2 ) 中已假设传输运算( 符号为，) 优先于并运算( 符号为# ) ，并且式( 2 2 2 ) 中当j j ：时，不允许两个开关同时通，即o r l g lc z 2 同时为t ，因为这种情况在物理上 表示为源丑和源j ，之间将出现短路大电流。 2 相关的性质 根据式( 2 2 1 ) 及( 2 2 2 ) 的定义可以证明传输运算与并运算之间有如下相关的 性质： ( 1 ) 串联控制律 ( y + a ) + 多= y + ( a ) ( 2 2 3 ) ( 2 ) 并联控制律 y4 a # y + = y4 ( 口+ ) ( 2 2 4 ) ( 3 ) 重复律 ( y + 口) + g 。y + 口 ( 2 。2 。5 ) y + a # y + 口= y + d ( 4 ) 分配律 ( y + 口f z 十) + y = y 。( c y ) # z 十( 。y ) ( 2 2 6 ) l o c ，j、【 1 l 口 女 c 浙江大学博士学位论文 ( 5 ) 结合律 + a # y + ) 群z + y = x d 拌( y + # z + ，) = x + a # y + p # z + ， ( 6 ) 交换律 y + o f # z 十卢= z 卢撑y + 口 ( 7 ) 反演律 y + a # z $ = y + a # z + 卢 ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) ( 2 2 9 ) 式( 2 2 9 ) 中y z 时，元件的两个开关变量不能同时为通，即衍口不能同时 为t ；也不能同时为断，即斫口口也不能同时为f ，因为高阻之补运算未予定义，因此 对式( 2 2 9 ) 限于= 口的情况下成立。 对于任意函数有：f = 1 + o y 撑o + 厂o 5 = 1 o5 f # 0 + ”3 厂( 2 2 1 0 ) 因此，从已有的函数简化形式出发，转换成相应的函数开关级表示，就可以实现 相应电路的开关级设计。 3 传输运算电路 恒定源和可变源的c m o s 传输运算电路如图2 2 1 和图2 2 2 所示“” 凸耐，。以 蚰蚰 上述所介绍的传输电压开关理论对电路设计的指导作用已经在c m o s 电路中被证 明是有效的”7 ”。本文将把该理论用于b i c m o s 电路的设计。 是 一 姚茂群：b i c m o $ 电路驱动结构及设计研究 第三章 二值b i c m o s 驱动电路通用结构设计 这一章在分析传统b i c m o s 基本驱动电路结构特点基础上，提出二值b i c m o s 驱动 电路的通用结构。然后，根据已提出的通用结构，具体设计三种类型的b i c m o s 驱动 电路结构。最后，从开关级设计各种不同的二值b i c m o s 驱动电路，并对所设计的电 路进行计算机模拟测量与分析，比较它们各自的特点。 3 1 传统b i c m o s 基本驱动电路结构 在传统的b i c m o s 逻辑电路中。总共有三种基本驱动电路结构“7 “：共发射极( c e ) 型、门控二极管( g d ) 型和发射极输出器 型，图3 1 1 ( a ) 、( b ) 、( e ) 中分别画 出了这三种基本驱动电路结构。由图可知，三种驱动电路都采用了互补b i c m o s 技术， 同时，在电路中均存在两种双极型晶体管，即n p n 型和p n p 型。 ( a ) 共发射极型 ( b ) 门控二极管型 ( c ) 发射极输出器型 图31 i 传统b i c m o s 基本驱动电路 u ，b 一 l 乙 浙江大学学位博士论文 在图3 1 1 ( a ) 所示的c e 型驱动电路中n p n 驱动管q ：工作在共发射极模式下，而 n m o s 管m n 。则工作在共源极模式下。当输入信号由高电平到低电平转换时，电路中的 p i o s 管m p 进入导通状态，其漏极电流将会对n p n 驱动管q 2 的基极进行充电，由于p m o s 管m p t 饱和导通，n p n 驱动管q z 的基极近似接电源电压，因此，n p n 驱动管q 。也将饱 和导通，从而使得驱动电路输出低电平。由于电平转换期间将会产生数值较大且接近 恒定的基极电流，因此该驱动电路将具有相当高的速度性能。但是，该驱动电路中也 将会出现由饱和晶体管造成的额外传输延迟。此外，该电路处于非转换状态时存在相 当大的静态功耗。 在图3 1 1 ( b ) 所示的g d 型基本驱动电路中，当输入信号由低电平转换为高电平 时，该基本驱动电路中的n m o s 管进入导通状态，其漏极电流开始对n p n 驱动管q 。的 基极进行充电，随后n p n 驱动管q 2 也进入导通状态。驱动电路输出低电平。由于输出 电平经n m o s 管 i f n i 漏极反馈至n p n 驱动管q ：基极，与图3 1 1 ( a ) 所示的c e 型驱动电 路相比，g d 型驱动电路中的n p n 驱动管q 。的基极电平比较低，输出电平摆幅比较小。 随着输出电平的下降，n p n 驱动管q 。基极电平也将迸一步下降。n m o s 管m n 的漏极电 平将最终达到v 眭，n p n 驱动管q ：基极电流将变为零。该驱动电路的缺点是输出电平的 摆幅限制为( v 。c - v 。) 一v 。当电源电压降低时，将导致电路速度性能的迅速下降。 在图3 1 1 ( c ) 所示的e f 型驱动电路中，当输入信号由低电平转换为高电平时， 处于共源极模式下的n m o s 管h i n 进入导通状态，此时，p n p 驱动管q ：的基极为低电平， p n p 驱动管如导通，驱动电路输出低电平。由于该基本驱动电路中的n m o s 管m n ，的源 极接地，p m o s 管m p ，的源极接电源，因此，相比于图3 1 1 ( b ) 所示g d 型驱动电路， 该驱动电路在降低电源电压时，仍然可以表现出十分窿好的性能。 对图3 1 1 ( a ) 、( b ) 、( c ) 所示驱动电路，采用0 2 i j m 标准工艺参数，负载电容 为0 6 0 f ，电源电压3 3 v ，经p s p i c e 模拟分析( 注：以下各章除特别说明外，模拟 所设计的电路时均采用同样的工艺参数，同样负载，同样的电源电压，同样的输入信 号波形及同样版本的p s p i c e 模拟分析软件) ，可得到如图3 1 2 ( a ) 、( b ) 、( c ) 所示 瞬态波形结果，从中可以看出，它们均具有正确的逻辑功能，但综合三种基本驱动电 路结构，可以发现有以下几方面有待进一步完善： ( 1 ) 三种基本驱动电路结构的提出，缺乏理论指导。 姚茂群：b i c m o s 电路驱动结构及设计研究 ( 2 ) 三种基本驱动电路结构均使用了n p n 型和p n p 型二种双极型晶体管，没有 讨论其他形式的结构，不具普遍性。 ( 3 ) e e 型速度较慢，g d 型和e f 型驱动电路输出摆幅较小。它们的功耗也较大。 4 3 2 1 4 3 2 1 t n s ( a ) 共发射极( c e ) 型驱动电路瞬态波形 ( b ) 门控二极管( g d ) 型驱动电路瞬态波形 ( c ) 发射极输出器( e f ) 型驱动电路瞬态波形 图3 1 2 传统b i c m o s 基本驱动电路的瞬态波形 5 浙江大学学位博士论文 本章将运用基于开关信号理论的传输电压开关理论，首先，提出新的二值b i c m o s 电路的一般结构；其次，提出不同驱动信号的一般表达式，并分别从开关级设计 n p n n p n 型、p n p p n p 型和p n p n p n 互补型三种二值b i c m o s 驱动电路，进一步对每一 种驱动电路从开关级设计几种不同结构形式的驱动电路。 3 2 二值b i c m o s 驱动电路的通用结构 从传统的b i c m o s 电路结构分析可得出，b i c m o s 电路结构实质上可分为两大组成 部分： ( 1 ) c m o s 部分：这部分主要是根据函数功能要求，实现逻辑功能。 ( 2 ) 驱动部分：这部分是设计产生电路驱动输出信号，由双极型晶体管负责提 供驱动。 由此，可以得到如图3 2 1 所示b i c m o s 电路的一般结构图。 五，而， 图3 2 1b i c m o s 电路的一般结构 ) 设想：如果能够将上述通用结构中的后面二部分很好地设计完成，那么对于任意 的函数，只要将已有的可以实现该函数的二值c m o s 电路的输出与所要设计的二值驱 动电路的输入相连就可实现相应函数的b i c m o s 电路。 根据文献 6 9 ，可以从电路的开关级设计任意函数的c m o s 电路。本节研究的主 要内容是从开关级设计实现图3 2 1 所示结构的后二部分，即设计通用的驱动电路。 由于双极型晶体管有n p n 和p n p 二种类型，根据排列组合，从理论上讲应该有四种驱 动电路结构：即n p n - n p n 型、p n p p n p 型、p n p n p n 型和n p n - p n p 型。下面，将根据 传输电压开关理论分别对前三种结构的驱动电路进行设计和模拟分析。 姚茂群：b i c m o s 电路驱动结构及设计研究 3 3 n p n n p n 型b i c m o s 驱动电路 n p n n p n 型驱动电路是由两只n p n 晶体管构成的，它的结构如图3 3 1 所示。 设想：当输入信号，为高电平时，驱动信号产生电路输出高电平信号d 。，该高电 平信号被直接传输至后级n p n 驱动管t ，的基极，使其导通，输出高电平；当输入信号 ，为低电平时，经过驱动信号产生电路输出高电平信号d 。，该高电平信号被传输至后 级n p n 驱动管t 2 的基极，使其导通，输出低电平，从而实现信号以跟随的方式驱动输 出。事实上，两个驱动管交替导通与截止，驱动管t 。只负责驱动电路输出高电平，t 。 只负责驱动电路输出低电平。 图3 3 1n p n n p n 型b i c m o s 驱动电路结构 由上述分析，根据传输电压开关理论， d 1 = 1 ，o v # o + 厂“5 = f 【d 2 = 1 + 厂o5 撑o “y = 厂 x n ) 可以写出驱动信号d 。、d ：表达式： ( 3 3 1 ) ( 3 3 2 ) 分析式( 3 3 1 ) ，当输入信号，为高电平时，o5 = f ( 不开通) ，o5 厂= 丁( 开通) ， 根据式( 2 2 1 ) 和式( 2 ，2 2 ) ，式( 3 ，3 1 ) 和式( 3 3 ，2 ) 分别可表示为： d j = 1 棚5 厂= 1 = 厂和d 2 = o 牡y = 0 = f ，由图3 3 1 可知，此时要求驱动管t - 导通，驱 动管t ：截止，驱动电路输出高电平；当输入信号，为低电平，厂05 = r ( 开通) ， o5 厂= f ( 不开通) ，根据式( 2 2 1 ) 和( 2 2 2 ) ，式( 3 3 1 ) 和式( 3 3 2 ) 可表示 为：d ，= 0 f “5 = 0 = ，和d ：= 1 厂。毛1 = f ，由图3 3 1 可知，此时要求驱动管t 。 截止，驱动管t 。导通，驱动电路输出低电平。由此，可画出如图3 3 2 ( a ) 所示n p n n p n 普通型驱动电路图。 由图3 3 2 ( a ) 以及上述分析可知，当厂= 1 时，高电平输入信号有两条途径： 浙江大学学位博士论文 一条途径是高电平输入信号被直接传输至d 1 ，驱动管t 。导通，输出高电平；另一条 途径是高电平输入信号经c m o s 反相器反相，变为低电平信号后被传输至d ，驱动管 t ：截止。因此，驱动管t ，只负责驱动电路输出高电平，t 。只负责驱动电路输出低电平。 在厂= 1 时，即d 。= l ，驱动电路输出高电平由驱动管t 。来完成，而d ：- - - - - 0 ，驱动管t ： 不导通，其实此时也可使d 。为高阻，这样可使c m o s 反相器中的n m o s 管省去。但当f = 0 时，必须馒d ，= 1 ，使驱动管t ：导通，驱动电路输出低电平。因此，图3 3 2 ( a ) 所示 普通型驱动电路中的c m o s 反相器可以由单个的p m o s 管来代替，所以式( 3 3 2 ) 可以 进一步简化为： d 2 = 1 厂” ( 3 ，3 ，3 ) 根据式( 3 3 1 ) 和( 3 3 3 ) ，可以画出图3 3 2 ( a ) 所示n p n n p n 普通型驱动电路 的简化图，如图3 3 2 ( b ) 所示。 图3 3 2 ( a ) 和图3 3 2 ( b ) 所示n p n - n p n 型驱动电路中均采用了恒定源传输 开关。及的恒定传输源分别为1 ( 电源) 和0 ( 地) 。在f = 0 时，高电平电源信号通 过p m o s 被传输至驱动管t 。的基极，使得驱动管t z 的基极电平比其集电极还高，进入 深度饱和状态，从而影响了下次状态的翻转。事实上，对于驱动管t z 来讲，当输入信 号由高电平变为低电平后，即输出变为低电平后，基极电平最好也能随之降低，这样 可使t ：脱离深度饱和状态。如果应用可变源传输开关，将输出高电平信号f 反馈回来 接至驱动管t ：的基极，则可解决深度饱和问题。如在n p n n p n 简化型驱动电路中，将 驱动电路的输出信号f 作为可变源传输开关的可变传输源，通过可变源传输开关反馈 接至驱动管t 。的基极，以代替简化型电路中的p m o s 管，则可使驱动管t z 在输出由高 电平变为低电平时，其基极电平也随之降低，避免了驱动管t ：深度饱和。 根据上述分析，应用传输电压开关理论，由式( 3 3 1 ) 和( 3 3 3 ) 可得到： fd 1 = l os f # o 。f o5 = 厂 ( 3 3 4 ) d ，= f 十厂0 5 ( 3 3 5 ) 式( 3 3 5 ) 中f 为驱动电路的输出信号，比较式( 3 ，3 3 ) 和( 3 3 5 ) 可以发现，式 ( 3 3 5 ) 是将( 3 3 3 ) 中恒定源1 ( 电源) 替换成了驱动电路的输出信号f 。由式( 3 3 4 ) 和( 3 3 5 ) ，以及图2 2 2 所示可变源传输开关，可以得到相应的如图3 3 2 ( c ) 所 示的n p n - n p n 普通反馈型驱动电路。 姚茂群：b c m o s 电路驱动结构及设计研究 分析图3 3 2 ( c )