（电力系统及其自动化专业论文）交错并联boost+pfc技术的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第i i 页 a bs t r a c t b o o s tp o w e rf a c t o rc o r r e c t o ro p e r a t e di nd i s c o n t i n u o u s i n d u c t o r - c u r r e n t m o d e ( d i c m ) i sp o p u l a ri nl o wt om o d e r a t ep o w e rl e v e l t h ei n p u tc u r r e n to f t h i sc o n v e n e rn a t u r a l l yf o l l o w st h es i n u s o i d a ll i n ev o l t a g e ，t h e r e f o r e ，t h ec u r r e n t c o n t r o ll o o pc a nb er e m o v e da n dt h ew h o l ec o n t r o ll o o pi ss i m p l i f i e d m o r e o v e r , z e r oc u r r e n ts w i t c h i n g ( z c s ) i sa n o t h e ra d v a n t a g ef o rd i c mb o o s tp f c ，i t r e d u c e sp o w e rl o s s e si nt h e p o w e rs w i t c h e s a n dt h es n u b b e rc i r c u i tw h i c h s u p p r e s s e s r e v e r s e r e c o v e r yc u r r e n to ft h eo u t p u tr e c t i f i e r i sn o tr e q u i r e d a l t h o u g hd i c mb o o s tp f ch a sm a n ya d v a n t a g e s ，i ti ss e l d o ma d o p t e di nh i g h p o w e ra p p l i c a t i o n t h em a i nr e a s o ni st h ep u l s a t i n gi n p u tc u r r e n tw h i c hm a k e s t h ed e s i g no fi n p u tf i l t e rd i f f i c u l t t h ep r o b l e mc a nb es o l v e db yi n t e r l e a v i n g t e c h n i q u ew h i c he f f e c t i v e l ya l l e v i a t e st h er i p p l ec u r r e n t ，r e d u c e ss w i t c h i n gs t r e s s a n di n d u c t o ra r e a 。s ot h ep o w e rl e v e lo fp f c s t a g e sc a nb eg r e a t l yi m p r o v e d t h i sp a p e rm a i n l ys t u d i e si n t e r l e a v e db o o s tp f cc o n v e r t e r s o p e r a t i n gi n d i c mm o d ea n dc r i t i c a lm o d e f i r s t l y , d e t a i l e da n a l y s i so ft h ec r i t i c a lm o d eb o o s tp f cc i r c u i ti sp e r f o r m e d f o rt h i sc a s e ，t h ep o w e rs w i t c hi s a l w a y st u r n e do ni m m e d i a t e l ya f t e rt h e i n d u c t o rc u r r e n th a sr e a c h e dz e r oa n dt h eo n t i m ei sf i x e dw i t h i nah a l fl i n ec y c l e t h ei n t e r l e a v i n gt e c h n i q u ei sa p p l i e di nt h ec r i t i c a lm o d eb o o s tp f cc o n v e r t e r s ， a n di t sb e n e f i t sa r es t u d i e di nt h ep a p e r t h r o u g ht h es t e a d ys t a t ea n a l y s i so ft h e c i r c u i t ，t h ee q u a t i o n so fi n p u tr i p p l ec u r r e n ta r ed e r i v e d t h e s ee q u a t i o n ss h o w h o wt h ei n p u tr i p p l ec u r r e n tv a r i e sw i t hc h a n g e si nl i n ev o l t a g e f u r t h e r m o r et h e o u t p u tt i p p l ev o l t a g eo ft h ep f cc o n v e r t e ri sa n a l y z e di n d e t a i lb yp o w e r m a t c h i n gt h e o r y s e c o n d l yt h es m a l ls i g n a lm o d e lo ft h ei n t e r l e a v i n gb o o s tp f cc i r c u i ti n d i c mi sd e r i v e db ys t a t e s p a c ea v e r a g em e t h o d i nt h i sp f cc o n v e r t e r , t h e p e r f o r m a n c eo fs e p a r a t e d i n d u c t o r s a n dc o u p l e di n d u c t o r sa r e a n a l y z e d r e s p e c t i v e l y c o m p a r e dw i t hs e p a r a t e di n d u c t o r s ，t h ep e a kc u r r e n ti nc o u p l e d i n d u c t o r si sl a r g ea n dt h eh a r m o n i cc o m p o n e n to ft h ei n p u tc u r r e n ti sh i g h s o n o v e li n t e g r a t e di n d u c t o r sa r ea p p l i e di nt h i s p a p e r , a n dt h ep s p i c em o d e lo f i n t e g r a t e di n d u c t o r si sd e v e l o p e du s i n gt h eg y r a t o r - c a p a c i t o ra p p r o a c h t h r o u g h t h es i m u l a t i o n ，w ec a ns e et h ed r a w b a c k so f c o u p l e di n d u c t o r sc a l lb eo v e r c o m e b yt h ei n t e g r a t e di n d u c t o r s f i n a l l yas i m p l ei n t e r l e a v i n gc o n t r o lc i r c u i ti sp r o p o s e df o rt h ev a r i a b l e f r e q u e n c yo p e r a t i o n t h i sm e t h o dc a nd e t e r m i n e st h ea c t i v a t i o np o i n to ft h e d r i v es i g n a lo ft h es l a v es w i t c he x a c t l y , a n di t sc o n t r o ll o g i ci sd e p i c t e di nd e t a i l t h i st h e s i sa l s oc a l c u l a t e dt h ep a r a m e t e r so ft h em a i nc o m p o n e n t si nt h eb o o s t c o n v e r t e r i nt h ee n d ，s i m u l a t i o n so nt h ew h o l ec i r c u i ta r ep e r f o r m e dt ov a l i d a t e t h et h e o r ya n a l y s i s ，a n dt h er e s u l t ss h o wt h a th i g hp o w e rf a c t o ra n dl o wn o i s e c a nb ea c h i e v e db yt h en e w i n t e r l e a v i n gt e c h n i q u ew i t h o u ts a c r i f i c i n ge f f i c i e n c y k e yw o r d s ：p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ；i n t e r l e a v i n g ；d i s c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ； i n t e g r a t e di n d u c t o r s 西南交通大学 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学 校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查 阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关 数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位 论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不傈密酊使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“4 ) 学位论文作者签名：互彪石妞 日期：秒碑i 卫日 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作 所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或 集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体， 均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承 担。 本学位论文的主要创新点如下： 1 利用状态空间法建立了断续模式下交错并联b o o s tp f c 的小信号模 型，分析了其稳态特性和动态特性。 2 对比分析了电流断续模式下交错并联b o o s tp f c 电路采用分立电感 与耦合电感的工作过程：发现采用耦合电感的p f c 电路存在电感电 流大，输入电流谐波含量高等问题。针对这种情况，文中设计了一 种新颖的集成电感，并利用g y r a t o r c a p a c i t o r 法对其进行建模分 析，通过仿真验证该集成电感很好的克服了耦合电感的不足。 3 针对工作在临界断续模式下的交错并联b o o s tp f c 电路，设计出相 应的控制电路。该控制电路能够准确控制从开关的导通时刻，为交 错并联功率因数校正模块提供一个良好的控制方案。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 第1 章绪论 开关电源以其效率高、功率密度高而在电源领域中占主导地位。开关电 源多数是通过整流器接入电力网的。传统的整流器是由二极管或晶闸管组成 的一个非线性电路，因此，传统的开关电源存在一个致命的弱点，即功率因 数较低( 一般仅为0 4 5 - 一0 7 5 ) ，它在电网中会产生大量的电流谐波和无功功 率而污染电网，其无功分量基本上为高次谐波，其中三次谐波幅度约为基波 幅度的9 5 ，五次谐波的幅度约为基波幅度的7 0 ，七次谐波的幅度约为基 波幅度的4 5 ，九次谐波的幅度约为基波幅度的2 5 ，成为电力公割。 开关电源现已成为电网中最主要的谐波源之一。针对高次谐波的危害， 从1 9 9 2 年起国际上开始以立法的形式限制高次谐波。我国国家技术监督局 在1 9 9 3 年颁布了国家标准g b t1 4 5 4 9 9 3 电能质量公用电网谐波，国际 电工委员会( i n t e r n a t i o n a le l e c t r o t e c h n i c a lc o m m i s s i o n ，m c ) 于1 9 9 8 年对谐波 标准i e c 5 5 5 2 进行了修正，另外还制定了i e c 6 1 0 0 0 3 2 标准，其a 类标准 对电网谐波的要求见表1 1 。传统整流器因谐波远远超标而面临前所未有的 挑战。 表1 1i e c 6 1 0 0 0 3 2 a 类标准对电网谐波的要求 谐波次数n 最大允许谐波电流值 32 3 5 1 1 4 70 7 7 奇次 90 4 0 1 1 o 3 3 1 30 2 l 1 5 3 90 1 5 1 5 n 21 0 8 4 0 4 3 偶次 60 3 0 8 4 00 2 3 8 n 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤 波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整 流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具 有功率因数校正功能。国内外改善开关电源功率因数工作的重点，主要是功 率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路( 如u c 3 8 4 2 u c 3 8 5 5 系列、k a 7 5 2 4 、t d a 4 8 1 4 等) 的开发，国内一些厂家也做了类似 的工作。采用功率因数校正电路的开关电源，其功率因数可达到0 9 5 0 9 9 ， 接近于1 。近年来功率因数校正电路得到了很大的发展，成为电子力学重要 的研究方向之一。 1 1 功率因数的定义及功率因数校正 1 1 1 功率因数的定义 根据电工学的基本理论，功率因数( p f ) 定义为有功功率( p ) 与视在 功率( s ) 的比值1 2 】，用公式表示为： p f ：一p ：盟盟：坐咝：y c o s 兹 ( 1 1 ) su l ir ir 一 式中：，。为输入电流基波有效值；j 。为电网电流有效值， 1 r = ，? + e + + e ，其中i 。，2 ，1 。为输入电流各次谐波有效值；【厂。 为输入电压基波有效值；y 为输入电流的波形畸变因数；c o s 办为基波电压 和基波电流的位移因数。 可见，功率因数由输入电流的波形畸变因数y 以及基波电压和基波电流 的位移因数c o s 西决定。c o s 破越小，则设备的无功功率越大，设备的电力利 用率越低，导线和变压器绕组的损耗越大；y 越小，表示设备输入电流谐波 分量越大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因数降低，严重 时会造成电子设备损坏。通常采用无源电容滤波的二极管整流电路的输入端 的功率因数只能达到o 6 5 左右。由式( 1 1 ) 可知，抑制谐波分量即可达到 减小y 、提高功率因数的目的。 所有谐波电流分量的总有效值与基波电流有效值的比值称为总谐波畸 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 其中，。为所有谐波电流分量的总有效值。 总谐波畸变t h d 用来衡量电网的污染程度， 总谐波畸变的关系为： p f ：! l ：一： ，r1 + t h d 2 1 1 2 不良功率因数的成因 ( 1 2 ) 当办= 0 时，功率因数与 ( 1 3 ) 由阿= y c o s 矽l 知，p f 值由以下两个因素决定：一是输入基波电压与输 入基波电流的相位差魂，二是输入电流的波形畸变因数y 。 a 相控整流电路 对于常见相控整流电路，其基波电压和基波电流的位移因数如表1 2 所 示： 表1 2 常见相控整流电路基波电压和基波电流的位移因数 电路形式单相电路三相电路 1 2 相电路 基波电压和基波电 0 9 1 1 0 9 4 90 9 8 6 流的位移因数 功率因数低的主要原因是受基波电压和基波电流位移因数c o s 办的影 响，即受可控硅控制角口的影响，使电流滞后于电压，c o s 么 1 。改善功率 因数的措施，一般是在负载端并联一个性质相反的电抗元件( 若电网呈感性， 通常采用电容补偿的方法) 来进行补偿。 b 开关整流电路 对开关整流电路而言，a c d c 前端通常由桥式整流器和大电容滤波器 组成，如图1 1 所示。在这种电路中，只有当线路的峰值电压大于滤波电容 两端的电压时，整流元件中才有电流流过，如图1 2 所示。图中f 。为输入电 流，y 。为输入电压。输入电流屯。呈尖脉冲形式，且产生一系列奇次谐波，致 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 使功率因数较低( 一般为o 6 - 0 7 ) 。所以，对开关整流电路而言，不良功 率因数主要源于电流波形的畸变。 + 图1 1a c d c 前端电路图1 - 2 输入电压电流波形 1 1 3 谐波电流对电网的危害 脉冲状的输入电流中含有大量谐波，因此在a c d c 整流输入端需加滤 波电路，从而增加了电路的体积和成本。谐波电流对电网的危害主要表现在 以下几个方面【1 】： ( 1 ) 谐波电流引起电路的“二次效应”，即电流流过线路阻抗而造成的谐 波压降反过来使电网电压波形也发生畸变。 ( 2 ) 谐波电流引起电路故障，损坏设备。如使线路和配电设备过热，谐 波电流还会引起电网l c 谐振，或者高次谐波电流流过电网的高压电 容，使之过流、过热而导致电容器损坏。 ( 3 ) 三相四线制电路中，三次谐波在中线中的电流同相位，使合成的中 线电流很大，可能超过相电流，中线又无保护装置，使中线因过流 而导致过热而引起火灾并损坏电气设备。 ( 4 ) 谐波电流对自身及同一系统中的其它电子设备产生恶劣的影响，如 引起电子设备误操作、电话网噪音、照明设备故障等。 1 2 功率因数校正技术的分类 p f c 技术根据是否采用有源器件可以分为无源p f c 技术和有源p f c 技 术。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 1 2 1 无源p f c 技术 传统的无源p f c 技术是使用电感和电容构成的l c 滤波网络消除高次谐 波。如图1 3 所示，滤波电感可以串联在整流桥之后或者整流桥之前。滤波 器的设计要保证能够消除高于电网频率的高次谐波电流，特别是奇次谐波。 7 y 1 r n j 】【l b i i d c d c 变换器 k k 。 g 卡 或 、d c a c 变换器 2【 2 乙j 【jt ，_ r _ md c d c 变换器 ! ! 。 g = 或 1d c a c 变换器 】【2【 ( a ) 滤波电感在整流桥后( b ) 滤波电感在整流桥前 图1 - 3l c 滤波器 无源p f c 技术电路简单、成本低、可靠性高：电磁干扰小；但是体积 大、重量重、难以得到高功率因数。由于无源p f c 技术采用电感和电容进 行输入滤波，工作性能与输入电压频率、负载变化及输入电压变化有关，因 此比较适合于功率小于3 0 0 w 、对体积和重量要求不高、对价格敏感的应用 场合。 1 2 2 有源p f c 技术 上世纪8 0 年代中期，有源p f c 技术的研究集中在变换器工作在电流连 续模式( c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ，c c m ) 的乘法器型3 1 ，其优点是功率因数 高，流过开关管的电流有效值小( 与电流断续模式相比) ，因此广泛应用在 中大功率场合。缺点是需要检测输入电压的瞬时值、电感电流和输出电压， 控制电路中需要乘法器，采用电压电流双环控制，控制复杂，成本高。 上世纪8 0 年代后期，有人提出利用电流断续模式( d i s c o n t i n u o u sc u r r e m m o d e ，d c m ) 进行功率因数校正的概念 4 】o 与c c mp f c 技术相比，d c mp f c 电路的控制简单，只需要检测输出电压。而且，电感工作在电流断续模式， 避免了b o o s t 变换器中升压二极管的反向恢复问题。它可适用于小功率、对 成本敏感的场合。其缺点是输入电流波形是断续的，需要输入滤波电路消除 高频纹波。而且开关管的电流有效值比c c m 的大，开关管的导通损耗增加。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 上世纪9 0 年代早期，有人提出利用临界断续导电模式( d c mb o u n d a r y m o d e ) 进行功率因数校正【5 】。该模式控制的复杂度介于c c m 和d c m 之间。 其优点是输入电流的高频脉动量相对较小，避免了b o o s t 变换器中升压二极 管的反向恢复问题，功率因数高，适用于中小功率场合；缺点是开关频率随 输入电压和负载变化，电感的设计较复杂。 从不同的角度看，对于有源p f c 电路还有很多种分类方法： 从电网供电方式可分为单相p f c 电路和三相p f c 电路。 从控制模式来划分，有源p f c 电路可分为脉宽调制( p w m ) 【6 j 、频率 调制( f m ) 7 - 8 1 、电压单环控制【4 】、电压电流双环控t 3 1 、滑模控制( s l i d i n g m o d e ) 【9 】以及单周期控制( o n ec y c l e ) 【1o 】等。 从开关变换模式来划分，有源p f c 可分为硬开关模式和软开关模式【1 1 1 。 软开关模式主要包括两类：零电流开关( z e r o c u r r e n t s w i t c h i n g ，z c s ) p f c 技术1 2 1 5 】和零电压开关( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n g ，z v s ) p f c 技术【1 6 1 8 1 。 不同类型的变换器用作p f c 时具有各自的特点，下面我们以b u c k 、 b u c k - b o o s t 和b o o s t 变换器为例，分别分析它们工作在c c mp f c 和d c m p f c 时的特点。 a 基于b u c k 变换器的p f c 变换器 在输入电压高于输出电压时，b u c k 变换器才能正常工作【” 2 1 】。而输入 是交流电时，整流后的电压是从零到其峰值周期变化的。因此当整流后的电 压瞬时值低于输出电压时，开关管关断，输入电流为零。 图1 4 断续模式下b u c k p f c 变换器 b u c k 变换器工作在d c m 下，只需要检测输出电压，如图1 - 4 所示。输 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 入电压高于输出电压，在一个开关周期内，输入电流的峰值乙( 肿) 等于流过 电感的电流峰值t ( 肚) ；稳态工作时，占空比恒定；输入电流可以自动跟踪 输入电压的变化，因此也称作电压跟随型p f c 电路。其输入功率因数为： l 一2 s i n - td 一巫 p f = ( 1 4 ) 可见，对于d c mb u c kp f c 电路，其输入功率因数只与开关的占空比d 有关。 jljv 矾 。q l j 丰 0 z 船j【d c o = - j l j i 一 江 匕尸、 图1 - 5 连续模式下b u c kp f c 变换器 b u c k 变换器工作在c c m 下，如果只检测输出电压，输入电流将不能自 动跟随输入电压变化，这时输入功率因数会很低。因此还需要检测输入电压 瞬时值和输入电流，如图1 5 所示。输入电压减去输出电压后，乘以电压环 的输出，作为电流环的基准信号。当输入电压低于输出电压时，减法器输出 为零，电流环基准信号为零，开关管始终截止。当输入电压刚好高于输出电 压时，开关管开始高频开关工作。但是此时输入输出电压比较接近，电感电 流还是断续。此后随着输入电压的升高，输入电流才能够跟踪基准信号变化。 因此，b u c kp f c 变换器的优点是输出电压较低。在低输出电压( 3 3 v ， 1 8 v 等) 两级式变换的场合，可以减小后级变换器的电压传输比。缺点是 无论其工作在d c m 或者c c m ，在输入电压过零附近，输入电流为零，不 能取得高功率因数。并且在每个开关周期内，输入电流都是断续的，输入端 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 需要较大的l c 滤波器消除高频纹波。 b b u c k - b o o s t 变换器 a r 2 lz+ d ：c ，妄三 = ：c o !o 乞。 = j 一 j _ 2【2、一 图1 - 6b u c k b o o s tp f c 变换器 如图1 - 6 所示，b u c k b o o s t 变换器可以作为升压或者降压变换器。也就 是说，输出电压可以高于或者低于输入电压的峰值。这种输出电压的自由度， 有利于后级变换器的优化设计【2 2 2 5 1 。 b u c k b o o s t 变换器工作在d c m 下，控制方式与b u c k 变换器工作在 d c m 下相同，只需要检测输出电压，稳态工作时，占空比恒定。在一个开 关周期内，输入电流平均值如式( 1 5 ) 所示；输入电流是纯正弦波，且与 输入电压同相位。因此输入功率因数理论上是1 。 “归毕陋w t ) l ( 1 - 5 ) b u c k b o o s t 变换器工作在c c m 下，控制方式与b u c k 变换器工作在c c m 下基本相同。由于该变换器在整个输入电压范围内都可以正常工作，不再需 要采样输入输出电压的幅值，作减法运算。采样的输入电压瞬时值经过乘法 器，作为电流环的基准信号，调节开关管的占空比，保证输入电流的平均值 随输入电压变化。 因此，b u c k b o o s tp f c 变换器的优点是输入功率因数高，并且与输入输 出电压的变比无关。输出电压的设计灵活，便于后级变换器的优化设计。缺 点是由于开关管串联在输入端，无论电感电流工作在c c m 还是d c m ，在 一个开关周期内，输入电流总是断续的，含有较高的高频分量。同时输出电 压相对于整流后的电压反向，开关管电压应力高。 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 c b o o s t 变换器 j【j【+ h 舄卜 1 o 么 v 。 2【】i 皓。 图1 7 b o o s t p f c 变换器 只有在输入电压低于输出电压时，b o o s t 变换器才能正常工作【2 6 3 3 1 。 如图l 一7 所示，b o o s t 变换器工作在d c m 下，控制方式与b u c k 变换器 工作在d c m 下相同，只需要检测输出电压。其输入功率因数为： p f = i r 忑 s i n ( 丽w t ) 2 m z ) v o l、。l 2 善r l s i n ( w t ) f d ( w t ) 1 一争阻w r ) i k 。 、 ” ( 1 6 ) 上式说明输入功率因数与输出输入电压的比值有关。利用m a t l a b 可以 画出输入功率因数的变化曲线，如图1 - 8 所示。输出输入电压的比值越大， 功率因数越高。 在c c m 下，b o o s t 变换器的控制方式与b u c k b o o s t 变换器相同。采样的 输入电压瞬时值经过乘法器，作为电流环的基准信号，调节开关管的占空比， 保证输入电流的平均值随输入电压变化。 b o o s tp f c 变换器具有以下优点： ( 1 ) 滤波电感串联在输入端，输入电流的高频纹波小； ( 2 ) 输出电压高，输出滤波电容储能大，体积小； ( 3 ) 在整个输入电压范围内可以保持较高的输入功率因数； 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 ( 4 ) 电路结构简单，成本低，工作可靠度高。 、i v i n v o 图1 8d c mb o o s tp f c 变换器的输入功率因数 通过对三种基本拓扑p f c 性能的分析和对比得出：b u c k 变换器适用于 输出电压较低，输入功率因数要求不高的场合；b u c k b o o s t 变换器的理论输 入功率因数很高，但输入电流断续，因此适用于低输入输出电压，低功率场 合；b o o s t 变换器适用于输入电压范围宽，输入功率因数要求高的场合。 1 3p f c 技术的发展方向 近年来，p f c 技术的研究热点主要集中在以下几个方面： ( 1 ) 新拓扑结构的提出。基于已有的原理，或新原理下的新拓扑结 构比如磁放大p f c 技术【2 8 】，交错并联p f c 技术 2 9 q 3 1 等； ( 2 ) 单级p f c 稳压开关变换器的稳定性的研究。采用单级结构后， 由于p f c 和d c d c 变换器部分存在不可避免的相互联系，因 此有必要研究这类变换器的稳定性，以便设计出达到期望性能 指标的开关电源； ( 3 ) 新的控制方法和控制方式【9 】。针对p f c 变换器提出的一些新 的控制方法，如单周期控制、滑模控制、非线性载波控制等等。 可以简化控制过程，提高控制性能。数字控制的发展和应用， 可以简化p f c 变换器的检测，如无传感器p f c 技术； ( 4 ) 软开关技术的应用 1 1 _ 8 1 。为了减小变换器体积，提高开关频率， 西南交通大学硕士研究生学位论文第11 页 降低开关损耗，将d c d c 变换器中的软开关技术应用到p f c 变换器中。此举还可以减小开关管和二极管高频开关导致的 e m i 。 总之，成本低、结构简单、容易实现，并且具有高输入功率因数、高效 率、低e m i 的p f c 变换器是研究人员追求的最终目标。因此，研究基于b o o s t 的p f c 变换器符合p f c 技术的发展方向，具有很好的研究意义。 1 4 论文的研究意义和主要内容 1 4 1 论文的研究意义 b o o s t 变换器由于其升压电路，电路简单，效率高，工作性能稳定等优 点，被广泛应用于p f c 电路中。随着单相有源p f c 技术的成熟和功率等级 的进一步提高，原有单重b o o s tp f c 方案的使用受到限制。因为功率的增加， 单重b o o s tp f c 的开关器件( 功率开关、升压二极管、升压电感) 必然要承受 过高的瞬间电压和电流应力；出现选择器件的困难，增大成本和损耗，而且 还将增大电路中关键点的咖出和d i d t ，造成严重的辐射和传导的e m i 。 交错并联b o o s tp f c ，适用于大电流大功率的应用场合，此时既可降低开关 器件的平均电流应力和输入电流纹波，同时又大大减小了单个电感容量。因 此交错并联b o o s tp f c 适用于大电流高功率的应用领域。 1 4 2 论文的主要内容 论文第1 章首先对p f c 技术进行了概述，分析和对比了b u c k 、 b u c k - b o o s t 和b o o s t 作为p f c 变换器的性能；然后介绍了p f c 技术的发展 方向，最后指出了该课题的研究意义和主要内容。 第2 章分析了工作于临界断续模式b o o s tp f c 电路的工作原理，分析了 电路的稳态开关特性。 第3 章阐述了交错并联b o o s tp f c 的工作原理，分析了交错并联技术的 优势；将交错并联技术应用到临界断续模式下的b o o s tp f c 电路中，对输入 电流纹波进行详细计算，采用功率匹配法分析p f c 变换器的输出电压纹波。 第4 章对断续导电模式下交错并联b o o s tp f c 进行了研究，利用状态空 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 间法对主电路进行建模分析；同时还对比分析了采用耦合电感的交错并联 b o o s tp f c 电路的工作过程，针对采用耦合电感存在的问题，本章设计了一 种新颖集成电感，最后通过仿真验证了该集成电感很好的克服了耦合电感的 不足。 第5 章针对工作在临界断续模式下的交错并联b o o s tp f c 电路设计出了 相应的控制电路，详细分析了控制电路的逻辑工作原理，精确控制从单元开 关管导通时刻；同时对交错并联b o o s tp f c 主电路进行了设计，最后通过 p s p i c e 仿真对主电路和控制电路的工作性能进行了分析验证。 西南交通大学硕士研究生学位论文第13 页 第2 章临界断续模式b o o s tp f c 电路 临界断续导电模式下电感电压和电流的波形如图2 1 所示。当电感电流 下降到零的时刻，开关再次导通，输入电流的峰值随输入正弦电压的变换而 变化，其功率因数可以非常高。临界断续导电模式下b o o s tp f c 电路有如下 特剧3 4 】： ( 1 ) 续流二极管的零电流关断。当续流二极管中的电流下降到零的时候， 开关管再次开通，减小了开关管的开通损耗和续流二极管反向恢复 电流引起的损耗；降低了对续流二极管反向恢复时间的要求。 ( 2 ) 由于开关管的驱动脉冲间无死区，不存在输入电流的低频谐波畸变， 大大提高了系统的功率因数。 ( 3 ) 电路的输入纹波电流大，对滤波电路要求高；同时对开关管的电流 冲击较大，开关的导通损耗高，故此方法不适合大功率场合。 ( 4 ) 开关管的开关频率变化范围比较大，控制较复杂。 0 图2 1 临界导通模式下电感电流波形 2 1 临界断续模式b o o s tp f c 的工作原理 临界断续导电模式b o o s tp f c 电路的原理图如图2 2 所示，电感电流参 考值i h ( i 的包络线) 是由输出电压误差放大器的输出和输入电压采样相乘 得到的。其工作过程是：当开关管导通时，电感电流线性上升，当电感电流 上升到参考值i h 时，开关关断，电感电流开始下降，当电流过零检测器检 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 测到电感电流下降到零时，开关管再次导通，进入下一个开关周期。这种工 作模式有着与d c m 相同的电路特性，但在控制方法上接近于c c m 模式， 我们将之归类于d c m 模式，其控制方式属于变频控制【3 5 1 。 图2 2 临界导通模式下b o o s tp f c 的控制框图 下面对b o o s tp f c 主电路的工作状态进行分析，为了简化分析，先做以 下假定： ( 1 ) 电路工作在稳定状态； ( 2 ) 所有元器件都是理想的； ( 3 ) 输出电容c n 足够大，保证输出电压恒定； ( 4 ) 在一个开关周期内输入电压是常数； 在每个开关周期内，b o o s tp f c 电路可看作一个工作在临界导电模式下 的b o o s td c d c 变换器，它有如图2 3 所示两个工作状态。 状态a ，开关s 导通，二极管d 关断，输入整流电压1 ，加直接加在电感 两端，电感l 充电，电感电流上升，存储能量，流过开关s 的电流等于电 感电流( i l = i s ) ，电容c 0 向负载提供能量。 状态b ，当电感电流上升到电流参考值i 阶时，开关s 关断，二极管d 导通，屯= i n ，输入整流电压v i n 和电感l 经二极管向g 充电，同时向负载 西南交通大学硕士研究生学位论文第15 页 提供能量，此时输出电压大于输入电压，电感电流线性下降。 l l i i + c o 上rj l 、 o s f + 。一 + ( a ) 状态a( b ) 状态b 图2 3 临界断续模式b o o s tp f c 电路的两个工作状态 当电感电流下降到零时，开关s 立刻导通，进入下一个开关周期，如此 循环。 经过以上分析，可得一个开关周期内电感电流i ，为： r1 ， i 詈 o k 乙 i = ( 2 1 ) lt o 一半r 乞“q 其中：1 ，加= 2 s i n ( w t ) 为输入整流电压，t 鲫为开关导通时间，瓦为 开关周期。 电流参考信号i n = i s i n ( w t ) ，为一正弦半波信号，它是由输入电压v 拥得 到的。当电感电流上升到电流参考信号时，开关关断，因此，此开关周期内 的电流峰值为： t ( 肚) ：x 2 v a c 广s i n ( w t ) f 棚：is i n ( w f ) ( 2 2 ) 可见，电感电流的包络线呈正弦波形，而b o o s t 电路的输入电流等于电 感电流，故电路具有较高的功率因数。理论上，电感电流峰值的参考信号为 正弦半波，但实际应用中，电流的参考波形一般是从交流电压整流后的电压 得到的，此电压由于开关的影响会产生畸变。为了滤除高频开关噪声，使提 供给控制电路的电压参考信号呈光滑的正弦波形，在整流桥后并联一个小电 容c ；可削弱开关的影响，如图2 4 示。并联电容后，整流后的电压将含有一 个小小的直流分量，并联的电容值越大，引入的直流分量就越大，故电感电 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 流的参考信号并不完全是正弦。 图2 4 实际应用中b o o s t p f c 电路 + 2 2 临界断续模式b o o s tp f c 的开关特性 临界断续导电模式下电感电流为锯齿波，但在整个工频周期内其包络线 呈正弦变化，如图2 5 示。如果不加滤波电路，则返回到交流电网的电流也 是锯齿波。但在实际应用中，在整流桥之前通常要加一个高频( h f ) 滤波器， 如图2 4 所示，使返回到交流电网的电流变得平滑，以避免高频干扰。 忽略电容c i 引入的直流分量，则加了高频e m i 滤波器后，交流输入电 流为正弦波，其峰值是电感电流峰值的一半，即i ( 时) = 2 i i ( 西) 。 图2 5 半个工频周期内的电感电流波形 输入电流有效值l 。与输入功率己、输入电压有效值圪。和输出功率r 西南交通大学硕士研究生学位论文第17 页 的关糸如f ： l = 毒= 老 3 ， 其中r 为整机效率。电感电流最大峰值为： h 删= 2 f 酬旷2 西配= 警 ( 2 4 ) 由式( 2 4 ) 可知，当输入电压到达峰值时，电感电流峰值最大， 么僦) ：华乙 ( 2 - 5 ) 由式( 2 4 ) 和式( 2 - 5 ) 可得开关导通时间t 硼为： 铲警= 甓 6 ， 式( 2 6 ) 说明了输出功率为恒定值的情况下，开关管的导通时间是恒 定的，与电感量有关。 下面计算临界导电模式下b o o s tp f c 电路的开关频率兀。当电路进入 稳态后，电感电流的波形在一个开关周期内有两个状态，如图2 5 所示。跟 据电感电流方程式( 2 - 1 ) ，可得到开关管的导通时间f 。和关断时间锄： f 。：丝丝 ( 2 7 ) 矿器 弦8 ) 电感电流的周期( 即开关周期) 马是开通时间f 伽和关断时间够之和， t s = t o + t o f f = lx ”与 ” 又电感电流峰值为： 么肚) = 2 历s i n ( w f ) 2 压争s i n ( w f ) ( 2 - 1 0 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第18 页 由式( 2 9 ) 和式( 2 1 0 ) 可得： 02 圾 fc = _ = 一 。 吃( 一v 拥) 所以变换器的开关频率为： ( 2 1 1 ) 石= 矗”产， 沼 从式( 2 1 2 ) 中可知，开关频率是随着电网输入电压的变化而变化的， 当w t = 0 或万时，s i nw t = 0 ，开关频率达到最大值；当w t = 万2 时，s i nw t = 1 开关频率达到最小值。 k y = 旦 ( 2 1 3 ) 兀一2 茜 q 。 乓一。：上2 1 一一4 2 v o o , (214)v a c 兀晌2 瓦铲一百j 2 假设= 2 2 0 v ，l = 2 0 0 u h ，乞= 3 a ，v o = 4 0 0 v ，则根据式( 2 一1 3 ) 和式( 2 1 4 ) 可得到最大和最小开关频率为1 8 3 3 kh z 和4 0 7 3k h z ，可见临界断续续模式 下b o o s tp f c 电路开关频率的变化范围非常大。 图( 2 - 6 ) 是开关频率与输入电压有效值圪。之间的关系。输出电压 g o = 4 0 0 v ，将= 9 0 v 时的开关频率兵定义为l ，以该频率为基准做比较。 由图可知开关频率的变化趋势，当圪。= 1 8 0 v 时，开关频率上升到2 0 0 ， 当圪，= 2 7 0 v ，开关频率降低到6 0 ，开关频率变化范围比较大。 图( 2 7 ) 是开关频率与输入功率间的关系。将e n = 1 0 0