完形填空专题3{另有专题1,2}.doc

UC3824介绍UC3842是一块功能齐全、较为典型的单端电流型PWM控制集成电路，内包含误差放大器、电流检测比较器、PWM锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。它提供8端口双列直插塑料封装和14端口塑料表面贴装封装，内部结构如下图所示。8端口双列直插塑料封装的UC3842各管端口功能简介。端口COMP是内部误差放大器的输出端。端口VFB是反馈电压输入端，与内部误差放大器同相输入端的+2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，控制脉冲的宽度。端口ISENSE是电流传感端。在应用电路中，在MOSFET的源极串接一个小阻值的取样电阻，将脉冲变压器的电流转换成电压并送入端口，控制脉冲的宽度。端口RT/CT是定时端。锯齿波振荡器的振荡频率f=1.8/（RTCT），电流模式工作频率可达500kHz。端口GND是接地。端口OUTPUT是输出端，此端口为图腾柱式输出，驱动电流的峰值高达l.0A。端口VCC是电源。当供电电压低于16V时，UC3824不工作，此时耗电在1mA以下。芯片工作后，输入电压可在1030V之间波动，工作电流约为15mA。端口VREF是基准电压输出，可输出精确的+5V基准电压，电流可达50mA。 1、AC输入整流滤波电路原理： 输入滤波、整流原理图 防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由F1、R1（压敏电阻）组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1会烧毁保护后级电路。 输入滤波电路：X1、L1组成LC滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对E1充电，由于瞬间电流大，加R2（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后R2阻值减小（R2是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 整流滤波电路：交流电压经D1整流后，经E1滤波后得到较为纯净的直流电压。若E1容量变小，输出的交流纹波将增大。 2、启动电路经过整流滤波后得到的300V左右的直流电压经R3降压给E2充电，当E2的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组（N2），由反馈绕组产生电压给UC3842供电。3、短路过流、过压、欠压保护电路由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如下图所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升，R3两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值03V达到1V时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，MOS管Q1截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压(在265V以上)，UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供电电压也急剧上升，其脚2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于85V，UC3842的脚1电压也下降，当下降lV(正常值是34V)以下时，PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。如果人为意外地将输出端短路，这时输出电流将成倍增大，使得自动恢复开关RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压保护作用。一旦故障排除，自动恢复开关RF在5s之内快速恢复阻抗。因此，此电路具有短路过流、过压、欠压三重保护。常见的原理图4、功率变换电路工作原理： R6、C3、R7、R8、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断 。 R1和Q1中的结电容CGS、CGD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。 Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量也就越多；当Q1截止时，变压器通过D1、D2、R7、R8、C3释放能量，同时也达到了磁场复位的目的，为变压器的下一次存储、传递能量做好了准备。IC根据输出电压和电流时刻调整着脚锯形波占空比的大小，从而稳定了整机的输出电流和电压。 C4和R6为尖峰电压吸收回路。5、输出整流滤波电路D4为整流肖特基二极管，C9的作用是滤除尖峰电流，E3,E4,L2组成滤波电路，E5为储能电容。 6、反馈电路如下图所示，TL413的阴极电压由RH6与RH7+RX的比值决定，PC817的初级电流，当输出电压升高时，IF增大，使得初级电流IC增大，UC3842的COMP脚电压降低，输出占空比降低，从而使输出电压降低，当输出电压降低时，IF减小，初级电流减小，COMP脚电压升高，输出占空比增大，输出电压增高，所以最终使得电压为一稳定值输出。 Buck开关型调整器详细分析开关型调整器将快速通断的晶体管置于输入与输出之间，通过调节通断比例（占空比）来控制输出直流电压的平均值。该电压由可调宽度的方波脉冲构成，通过设计合适的LC滤波器可将方波脉冲平滑成无纹波直流输出，其值等于方波脉冲的平均值。整个电路采用输出负反馈，通过检测输出电压并结合负反馈控制占空比，稳定输出电压不受输入网压和负载变化的影响。如图1.4所示Buck调整器。其中，开关器件Q1作为单刀单掷开关与直流输入电压Vdc串联。在开关周期T内，Q1导通时间为Ton。Q1导通时，V1点电压为Vdc（设Q1导通，压降为0）。Q1关断是，V1点电压迅速下降到0。若没有钳位二极管D1（也称续流二极管）将其钳位于地，则V1点电压波形将会降得很负而损坏Q1。Flyback反激变换器详细分析反激拓扑中，开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。图4.1 工作于不连续模式下的反激变换器Q1导通时，所有绕组同名端电压相对于异名端为负，输出整流管D1、D2反偏，C1、C2单独向负载供电。C1、C2容量的选择应保证提供负载电流的同时满足输出电压纹波和压降的要求。Q1导通期间，Np的电压恒定，其电流线性上升，斜率为。其中Lp是初级励磁电感。在导通结束之前，初级电流上升达到。此时变压器储存的能量为，式中E的单位为焦耳，Lp的单位为亨利，Ip的单位为安培。Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组电压反向，设此时次级只有一个主次级绕组Nm，没有其他辅绕组。则由于电感电流不能突变，在Q1关断数据，变压器次级电流幅值为。几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。Q1关断是，Nm同名端电压为正，电流从该端流出并线性下降，斜率为。其中Ls为次级电感。若次级电流Is在Q1再次导通之前降为0，则变压器储存的能量在Q1再次导通前已全部传送到负载端，变压器工作在不连续模式。此时电感中电流为0，负载电流和电压由输出电容提供。设计原则和设计步骤设计变压器时需遵循众多规则，必须注意设计顺序。首先应确定匝比，因为匝比决定了不考虑漏感尖峰时开关管可承受的最大关断电压应力。若忽略漏感尖峰并设整流管压降为1V，则直流输入电压最大时开关管的最大电压应力为。参数选择应使尽量小，以保证及时有的漏感尖峰叠加于，对开关管的极限值仍然留有30%的裕度。根据伏秒平衡的原则，假设Q1和D1的正向导通压降都是1V，则有，Tr为变压器复位时间，即次级电流将为0所需时间。为保证电路工作在不连续模式，必须设定死区时间，即图中的Tdt。通常要留出0.2T的死区裕度。之前介绍的Boost变换器是按照电流连续与非连续的边界点讲解的，也是一种反激变化拓扑。如果设计的误差放大器仅保持反馈环稳定工作在非连续模式，则当变换器偶尔进入连续电流模式时，误差放大器的带宽将迅速降低，电路将发生振荡。其中设计的内容，需要更进一步学习经典控制理论的知识。为保证电路工作在非连续电流模式，可根据确定最大导通时间。当选择了合适的Vdc和Vms后，可得，l 初级电感量计算：一个周期T内，直流母线电压Vdc提供的功率为，则有，设变换器效率为80%，则输入功率=1.25输出功率=，注意到最大导通时间Ton出现在输入电压最低的时刻，因此，则有，或