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电动机控制简介 随着工业自动化技术的快速发展，自动化的基础技术伺服技术，也有了革命性的发展，交流驱动技术日趋成熟且商品化产品亦日益普及。在可预见的未来，交流伺服驱动系统将更广泛的应用于各种工业自动化系统。本文说明电动机控制的基本原理，同时针对应用日趋广泛且需以回授控制技术达到变速控制目的马达如直流马达、交流同步马达、交流感应马达等，说明马达控制技术的发展现况与未来发展趋势。 电力驱动器(electric drives)因具有良好的可控性(controllability)、灵活性(flexibility)、及准确性(precision)，在工业上均已有广泛的应用，而其中直流驱动器(dc servo drive)与交流驱动器(ac servo drive)尤其为工业自动化的关键组件。在各种马达的应用中，交流马达又占了绝大多数，但因为交流马达变速控制的困难与复杂性，过去主要应用于定转速场合。近年来由于大规模集成电路的快速发展、功率电子组件的进步、先进控制方法的发展，在加上计算机辅助设计的日益普级，复杂的控制法则得以藉微处理器或数字信号处理器为基础的软件予以实现，使得无段变速交流马达控制得以实现，并广泛应用于工业界。再加上交流感应马达本身的优点，举凡伺服系统的定位控制，如数值工具机、工业机器人等，或是炼钢厂、碾纸厂、纺纱厂等辗压装置的同步转速控制，皆能发挥其优越之特性，因而逐渐取代了传统式的直流马达驱动系统。 马达是工业自动化的心脏，而马达控制更是一门既富挑战又能引人入胜的学问与技术。各式各样的马达种类繁多，其工作原理、特性、应用、乃至于使用的材料均有所不同，因此分类不易，为了简明起见，根据马达基本的特性概括性的将马达分类如表1所示，而应用于伺服领域的马达通常具有精密的位置检测组件如光电编码器、解角器等，一般惯称为伺服马达，其分类如表2所示。 表1马达之分类表2伺服马达之分类2.直流马达控制直流马达(direct current, DC motor)是最早发明能将电力转换为机械功率的电动机，它可追溯到Michael Faraday所发明的碟型马达。法拉第(Faraday)的原始设计其后经过不断的改良，到了1880年代已成为主要的电能机械能转换装置，但之后由于交流电的使用日趋普及，而发明了感应马达与同步马达，直流马达的重要性亦随之降低。直到约1960年，由于SCR的发明、磁铁材料、碳刷、绝缘材料的改良，以及变速控制的需求日益增加，再加上工业自动化的发展，直流马达驱动系统再次得到了发展的契机，到了1980年直流伺服驱动系统成为自动化工业与精密加工的关键技术。 虽然交流伺服马达应用于精密的定位控制已是未来的发展趋势，但直流马达有良好的线性特性，具有简单易于控制的优点，仍是目前最常应用于变速控制的马达，同时了解直流马达的特性与控制也是进入交流伺服控制的必要途径。 2.1直流马达的工作原理马达的工作原理可以弗莱明左手定则来说明，弗莱明左手定则可用来判断一根载有电流的导线置于磁场中时其受力的方向。若以左手之食指表示磁场方向，中指表示电流方向，则大姆指表示此导线受力的方向，如图1所示之电流方向，则环状线圈受磁场之作用，将顺正时钟方向旋转，产生之扭矩T可以下式表示 (1)其中K为比例常数，I为流经线圈之电流，B为永久磁铁所造成之磁场强度。 图1马达的工作原理弗莱明左手定则直流马达的基本工作原理说明可由图2来说明，图2(a)是直流马达的剖面图包含定子磁铁、转子线圈、换向器(commutator)与碳刷(carbon brush)，图2(b)是气隙磁通(air-gap flux)密度在定子的圆周空间分布图，图2(c)则是碳刷间之电压。经由换向器与滑环，在转子线圈的电枢电流所形成的磁场能一直与定子所形成的磁场保持垂直，因此在定子磁场维持固定的情况下，马达产生的扭矩正比于电枢电流，其关系如图3所示。直流马达之所以易于控制，也就是因为电枢电流与扭矩间有此一线性关系，而马达控制的关键正在于如何有效率且线性的控制其产生之扭矩。 图4(a)为一外激式直流马达的等效电路模型，图4(b)为其方块图。在电枢线圈的电路模型里包含了电枢电阻(armature resistance) Ra、电枢电感(armature inductance) La 与一个因马达旋转时磁力线在线圈上切割所感应出之反电势Vg。在定子的激磁线圈包含了磁场电阻(field resistance)Rf 与磁场电感(field inductance)Lf、气隙磁通为f、马达转轴之旋转角速度为w。 图2直流马达的基本工作原理说明：(a)直流马达的剖面图包含定子磁铁、转子线圈、换向器 (commutator)与碳刷(carbon brush)，(b)气隙磁通(air-gap flux)密度的圆周空间分布图，(c)碳刷间之电压。 2.2直流伺服马达直流马达在定子所形成的磁场可由永久磁铁或是通过电流的线圈所产生，一般的伺服马达其定子均由永久磁铁构成，其结构如图5所示。伺服马达主要应用于精密的转速与位置控制，因此通常具有精密的光电编码器(photo encoder)或解角器(resolver)做为位置或速度的回授组件。直流伺服马达虽然具有易于控制的优点，但因为定子由永久磁铁构成，而会发热的转子线圈置于马达内层，散热不易，因此功率密度较低，也不适合应用于直接耦合的传动驱动系统。 图3 直流伺服马达的扭矩转速曲线图2.2直流马达的伺服控制图6是一个直流伺服驱动器的系统方块图。一个伺服驱动器通常由两个主要部份所构成：一为功率级，负责功率放大，另一为控制器，负责控制回路的补偿。这两部份的设计都密切关系到整个伺服驱动系统的性能。功率级的设计主要在于电力电子技术的掌握，其设计上主要的考虑因素如最大输出电流与电压、电流涟波因子、功率密度、保护功能、效率等，都关系到一个伺服系统的性能、效率与应用上的绝对限制，在设计一个伺服驱动器时，功率级设计的良瓢也常成为驱动器性能优劣的关键。 一般工业级的直流伺服驱动器，其功率级通常为四开关的桥式脉宽调变转换器，经由高频的脉宽调变切换，可将直流链电压转换为切割状的脉宽调变电压，如此可经由责任比来控制输出的电压。如何控制这四个开关的ON-OFF，称之为脉宽调变策略(PWM strategy)，此开关频率称之为载波频率(carrier frequency)，脉宽调变主要的目的在于能够以高效率的方式线性的控制输出的电压。提高载波频率虽然会降低电流的涟波，进而提高马达的效率与降低谐波的干扰，但另一方面也会增加功率开关的损失、降低电压放大的线性度、增加功率组件所受到的开关压迫，因此在两者之间必须要有所折衷。 图4直流伺服马达之(a)等效电路图与(b)方块图图5永磁式直流伺服马达的剖面图图6直流伺服驱动器的方块图伺服驱动器之控制器的设计主要在于控制工程技术的掌握，这其中包含了控制理论的应用、微电脑为基础的软硬件设计、以及软件控制技术。控制器在设计上主要的考虑因素包括稳定度、频宽、伺服刚度、强韧度等。现今的工业伺服驱动器多采用以微电脑为基础的数字控制方式，因此以数字控制理论为基础的微电脑软件控制技术在设计伺服驱动器时也扮演着关键的角色。 一般工业级的直流伺服驱动器其控制器通常以多回路控制方式设计，如图6所示，其中包含有电流控制器、速度控制器、与位置控制器。电流控制器负责电枢电流的调节，电流回路的性能主要决定于两项指标：频宽与电流涟波，其限制因素主要在于直流链电压与开关频率。速度控制器根据速度命令与速度回授负责速度回路的调节，此控制器主要之功能在于根据速度回路的动态特性进行频率响应补偿，也是应用控制理论于伺服系统设计的主要着力点。传统的设计方法多采用以相位补偿为主的模拟控制方式，如lead/lag或PID控制器，近年来则发展出众多以近代控制理论为基础的控制器设计方法。位置控制器负责位置回路的控制，在多数的工业伺服驱动器中，位置控制器主要是一个可调的比例放大器，其增益相当于伺服回路的静态回路增益(static loop gain)，通常在实际应用时再经由技术人员的在线调整。一个位置伺服系统其追随误差与回路增益成反比，因此要降低追随误差，就必须调高伺服驱动器的回路增益。然而一个位置伺服系统所能允许的最大回路增益与伺服驱动器的频宽有着密切的关系，愈高的回路增益也就意味着愈宽的伺服频宽，因此对速度回路与电流回路的设计要求也就愈为严苛。 目前一般的伺服马达多有内装的光电编码器，而转速计则为附属选项，在多数的应用中并不采用，也就是说回授的速度信号必须由光电编码器的脉冲状回授信号间接的推导出来。由增量式的脉冲回授信号来预估马达的转速，并不是一件容易的事。全数字式的伺服系统因其所有的物理量均需先转换为数字信号因而无可避免的也就受到量化误差(quantization error)的限制，另一方面因为控制法则均以软件计算方式实现，数字控制器的取样频率也就受到计算延迟(computation delay)的限制。在全数字式的伺服驱动系统，由于取样效应使得信号在幅度与时间上均产生量化效果，因此当数字系统的取样频率增加时，在单位取样周期内回授信号的信息反而减少，因此系统的整体性能也就受到了限制。 量化误差与计算延迟在一般的伺服精度要求下并不会造成太大的限制，但对高频宽高精度的伺服系统则需整体考虑。例如一个额定转速为3000RPM、光电编码器分辨率为8000PPR、取样周期为1msec的速控伺服系统，在一个取样周期仅有400个回授脉冲，也就是说一个回授脉冲的量化误差将造成7.5RPM的稳态转速误差。要解决这个问题可从两方面着手，一方面改良速度估测(speed estimation)方法，另一方面则可提高增量回授信号的分辨率。由此可知在设计精密的伺服驱动系统时，从组件的选择到控制方法的实现，往往是环环相扣的，因此针对不同的应用时也就有不同的考虑因素。 3.交流同步马达控制交流马达主要可分为(1)感应马达与(2)同步马达。感应马达因其转子结构又可分为(1)鼠笼式与(2)绕线式。鼠笼式交流感应马达因其结构简单、坚固，不需磁性材料，容易大量制造，且有较高的功率体积比，较低的转子惯量，较高的起动转矩，加速与转速，同时因为不需要做碳刷的维修，因而降低了维护费用，其耐温、坚固及防爆等特性均适合应用于环境恶劣的工作场合。由于上述之优点，鼠笼式感应马达已广泛应用于工业界，近年来由于交流马达变速控制技术的快速发展再加上交流马达本身的优点，鼠笼式感应马达变速驱动系统已广泛的应用于各种领域。 交流马达虽然结构简单价格低廉，但因其变速控制较为困难，过去主要应用于定转速或多段变速的应用场合。变频器应用于交流马达的变速控制在工业上已有相当的时日，然而由于近年来大规模集成电路的快速发展，功率电子组件的进步，复杂的控制法则得以藉微处理器为基础的软件予以实现，使交流马达的变速控制可藉由数字式变频器驱动系统而达成，由于数字控制的优点与软件控制可根据应用状况而作较大弹性之修改，已逐渐的取代了以往模拟式的变频器而成为未来的主流。 交流马达在工业上已有广泛的应用，因此有关其变速控制的方法亦随着科技的发展而有长足的进步，根据交流马达变速控制在结构、方法上之区别，可将之分类如下： 脉宽调变控制(开路控制) o 变压定频控制 (VVCF Control) o 定压变频控制 (CVVF Control) o 变压变频控制 (VVVF Control) 滑差调节控制(闭路控制) o 电压源换流器滑差比控制 o 电流源换流器滑差比控制 磁场向量控制(闭路控制) o 直接式磁场向量控制(Direct Field-Oriented Control) o 间接式磁场向量控制(Indirect Field-Oriented Control) o 滑差扭矩控制(Slip Torque Control) o 磁场加速控制(Field Acceleration Control) 无测速计变速控制(虚拟闭路控制) o 电压电流回授转速估计磁场向量控制 o 电流回授转速估计磁场向量控制 3.1交流同步马达的工作原理图7交流永磁式伺服马达的剖面图永磁式交流同步伺服马达的结构如图7所示，由图中可看出转子由永久磁铁构成，定子线圈置于外围，容易散热，同时由于不需要换向器，也就没有碳刷维修的问题，因此特别适合应用于自动化制造设备。永磁式交流同步伺服马达的工做原理可由图8来说明，其中三相换流器(inverter)经由脉宽调变(pulsewidth modulation)在马达之定子造成一旋转磁场，它与转子永久磁铁所造成之磁场相互作用而产生旋转扭矩。电子换相器(electronic commutator)之目的即在于使定子所造成之磁场方向与转子永久磁铁之磁场方向保持垂直，而产生最大之扭矩，为了达到这个目的可经由转子位置的回授信号，再由电子换相器来达成。 如果在解角器之初级线圈施以相位差的交流电压与(如图8所示)，则在次级线圈随转子旋转之角度，由变压器效应产生之交流电压，此交流电压经由回授，由相位同步器将三相参考电压、转换为、，其中为激磁电压之最大值，为交流电压之角频率。、即为三相换流器之调变信号(modulation signal)，换流器将相位差之三相交流电压施于马达之定子，如图9所示A、B、C三相之电流分别以IA、IB、IC表示，其最大值为Im，各相电流(phase current)可表示为 (2)(3)(4)设Bm为转子永久磁铁所造磁场强度之最大值，其与马达定子各相之电枢线圈正交磁场强度为BA、BB、BC，根据转子角度可表示为 (5)(6)(7)各相电枢线圈电流IA、IB、IC与其所承受之磁场强度BA、BB、BC分别产生之旋转扭矩TA、TB、TC可表示为 (8)(9)(10)其中K为比例常数。TA、TB与TC分别为三相之电流与转子之永久磁铁所产生之扭矩，其合成扭矩T可表示为 (11)各相电流(phase current)、电枢线圈所受之磁场大小、产生之扭矩、与马达之相对位置可参考图8。由(11)式可得知，如果经由相位同步器(phase synchronizer)使得相电流(如)与相对应之磁场(如)保持同步，则合成扭矩T与转子之角度无关。由(11)式可知K为定值，为转子永久磁铁之磁场强度亦为定值，因此T正比于各相电流之振幅Im，由此可知，控制Im的大小，即可控制马达所产生之扭矩。 如前文所述，各类电动机控制的主要关键即在于是否能有效率且线性的控制其所产生的扭矩，永磁式交流伺服马达之所以易于控制其关键即在于经由转子位置的回授信号可得到上述之同步角，因此藉由电路或软件控制方式，可达到解耦控制的效果，在此条件成立的状况下，控制(11)中的电流振幅Im，即可控制马达所产生之扭矩。 图8永磁式交流伺服马达控制方块图图9永磁式交流伺服马达扭矩产生之原理3.2交流同步马达的变速控制图9所示为一典型之永磁式交流伺服驱动器的系统方块图，本节将说明其控制原理。速度控制回路由速度参考电压wr 与速度回授信号wr 比较，经由速度回路补偿器(velocity-loop compensator)D(s)产生所需求之扭矩电流 ，假设D(s)为一比例积分补偿器(PI - compensator)，则 可表式为 (12)扭矩电流命令 由混合器产生三相的定子电流参考讯号，此信号经由相位同步器与转子磁场位置回授相位信号产生各相之同步参考电流讯号，再由内环路电流控制回路产生晶体管换流器之脉宽调变信号，使得各相电流能够追随参考电流，电流回路补偿器可由比例积分控制器或迟滞控制器(hysteresis controller)来设计，图10所示为一电流控制式脉宽调变换流器之系统方块图。 永磁式交流伺服马达之电流控制回路与直流伺服类似，其系统等效电路方块图如图11所示，其中Rs、Ls 分别为各相电枢线圈之等效电阻与电感，Kv 为脉宽调变换流器的电压放大增益。参考电流 经由相移位器(phase shifter)产生三相参考电流、，再经由电流回路调节各相之电流，其结构与直流伺服马达类似，系统方块图因而可简化为如图12所示之结构，图中虚线所示部份为永磁交流伺服马达之等效方块图，其回路补偿器之设计，动态响应之分析与仿真均与直流伺服马达驱动系统相同，其中特别注意的是相位同步器之设计。 图10永磁式交流伺服马达驱动器之系统方块图。图11电流控制式脉宽调变换流器系统方块图图12永磁式交流伺服马达控制系统方块图图13永磁式交流伺服驱动器系统方块图。4.交流感应马达控制4.1交流感应马达的工作原理 对感应马达而言，三相交流电源在定子造成之旋转磁场与转子之感应磁场交互作用，产生扭矩使转子旋转。交流马达的转速与造成旋转磁场电源之振幅、频率有关，频率愈高，则转速愈快，但转速增加时，由转子造成的反抗电动势(back emf)亦随之增加，因而降低了产生的扭矩，所以必须提高电压，保持定值的气隙磁通量(air-gap flux)，在忽略因定子线圈电阻所造成之降压的情况，维持一固定的电压/频率比即可达成此一目的，在实际状况，通常根据马达的定子电阻与电流作适当的定子电压降补偿。 图14所示为一理想之三相二极鼠笼式感应马达，定子各相之线圈均以同心方式环绕，各相之电阻电感亦平均分布。定子由三相交流电源造成一旋转磁场，经由变压器作用，在转子形成感应电流，此感应电流与定子旋转磁场切割产生扭矩，使得转子旋转。 图14三相二极鼠笼式交流感应马达之结构假设由马达之非正弦波分布绕线与非正弦波之电流所造成的谐波效应(harmonic effect)可忽略不计，则交流电流在定子与转子间的气隙(air-gap)造成一正弦波分布的旋转磁场，其同步转速(synchronous speed)可表式为 (13)其中Ne为每分钟转速(rpm)，fe为定子电源频率(hertz)，P为马达之极数。就交流马达而言，经由气隙磁通量(air-gap flux)与转子磁动力(rotor magnetomotive force)之交互作用而产生扭矩，其过程如图15所示。 当马达以同步转速旋转时，转子无法经由感应作用而产生扭矩，在其它转速时，同步转速与转子转速之差定义为滑差(slip)，滑差比(slip ratio)则定义为 (14)Nr为转子之每分钟转速(rpm)，、与分别为定子、转子与滑差的旋转角频率(angular frequency)。 气隙磁通量(air-gap flux)相对于转子以滑差之转速旋转，因而在转子感应出滑差频率电压(slip frequency voltage)，进而在转子形成滑差频率电流(slip frequency current)。图15中正弦气隙磁通波以的角频率旋转，在转子产生感应电压如图中垂直线所示。转子感应电流落后于转子感应电压之角度定义为转子功率因子角(rotor power factor angle)。图15(c)中由转子感应电流所造成之梯状转子磁动势(rotor mmf)，可用虚线正弦波近似，由于转子的圆形结构，因此转子感应电流与其所造成之转子磁动势有一的相位差。因为转子以之角频率旋转，而转子电流相对于转子以之速度旋转，因此转子磁动势与气隙磁通量均以同步转速旋转。 转子每极之表面积(pole surface area) Ap可表示为 (15)由气隙磁通与转子磁动势之交互作用，所产生之扭矩可表示为 (16)其中P为马达之极数，L为转子之长度，R为半径，Bm为气隙磁通密度之峰值，Fm为转子磁动势之峰值，为转子功率因子角。(16)亦可表示为 (17)其中为单极气隙磁通量(air-gap flux)之峰值，为转子电流之峰值。 图15交流感应马达的扭矩产生原理4.2交流感应马达的变速控制 对感应马达而言，三相交流电源在定子造成一个旋转磁场与转子之感应磁场交互作用产生扭矩而使转子旋转，交流马达的转速与旋转磁场的电源之振幅、频率有关，频率越高则转速愈快，但转速增加时，由转子造成的反抗电动势(back emf)亦随之增加，因而降低了产生的扭矩，因而对交流马达做转速控制时，当转速低于基速(base speed)而工作于定扭矩工作区(constant torque operation range)时，电源供应级必须提供一个可变压变频的三相输出，并调整电压/频率比(voltage/frequency ratio)使气隙磁通量(air-gap flux)保持固定，保持定扭矩输出。当转速高于基速，而工作于定功率工作区(constant power operation range)，则必需经由弱磁控制，调整电压/频率比，使气隙磁通量随转速增加而递减，降低输出扭矩，因此保持定功率输出。 4.2.1变频器 变频器虽为一广泛应用于生产、制造业的工业产品，但随着生产质量要求的日益提升，相对于交流感应马达的速度控制范围与精度也愈趋严格，传统模拟式变频器已无法胜任。而数字式变频器因其具有可程序化的优点，因此可适用于不同的应用场合，然而也因此增加了设计上的复杂性。数字式变频器的设计，不仅需要考虑交流马达的特性，其它如电压/频率比、载波频率比的调整、低频谐波之消除、高低转速之控制、加减速控制、稳定性、效率等均是重要的考虑因素，因此高性能的微电脑控制数字式变频器仍有其技术上的困难度。 图16交流马达换流器驱动系统。传统上交流马达之变速控制，由变频器(inverter)以开路控制(open-loop control)方式达成，其结构如图 15 所示。变频器之功能即在于产生一个变压变频的三相交流电压，以提供马达之变速控制。早期由于受到半导体功率组件开关速度的限制，同时因为性能要求较为宽松，因此有变压定频控制(Variable-Voltage Constant-Frequency, VVCF Control)与定压变频控制(Constant-Voltage Variable-Voltage, CVVF Control)等方式达到交流马达之变速控制的目的。但近年来由于半导体功率组件的快速发展，Power Transistor、Power MOSFET、IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)、MCT (MOS-Controlled Thyristor) 等功率组件均可在不同的电压电流范围，以数kHz甚至数MHz的开关速度进行功率转换，如此不仅大幅缩小了功率转换器(power converter)的体积，亦提高了系统的效率与频宽。变频器为了达到变压变频(Variable-Voltage Variable-Frequency, VVVF)的目的，遂有各种脉宽调变(Pulse Width Modulation, PWM)方法的产生14。 由于变频器是以开路方式达到交流马达的变速控制，因此设计泛用型变频器就必需提供使用者一些可调整的参数，以适合不同的应用需求，因此采用微电脑控制为其必然之发展趋势。由于开路控制方式无法对马达参数变化、负载波动等，提供闭路补偿，因而无法达到精密之转速控制，同时在低速控制时较难有效补偿定子电阻电压降，因此速度控制范围有限，仅能应用于低价位、低精度之变速控制场合。 4.2.2滑差控制驱动器 由于工业应用上对于交流马达速度控制精度要求之提高，因而发展出了各种型式的闭路控制系统。图17 所示为一典型闭路变速控制方式，借着转速计将马达之速度回授，与速度命令比较产生速度误差，此速度误差经由比例积分控制器及滑差调整控制器(slip regulator)产生滑差频率命令，其最大值被限制在换流器所容许的最大滑差频率值。利用滑差频率命令及回授之转速即可得换流器的同步运转频率，输入至马达端子电压的大小则是藉由同步运转频率经由电压/频率控制器产生，它可确保马达在基速(base speed)以下使马达能以定转矩操作及在基速以上使马达操作在固定端电压以获得固定的输出功率。 图17滑差调节交流马达变速控制系统在步级转度命令(step command)的输入情况下，上述闭路控制会产生正的速度误差，因此滑差频率命令被设置在最大值，马达因而以其所能容许的最大电流作加速驱动，且产生可利用的最大转矩，直到速度误差降至最小值，而使驱动系统最终运转在稳态时，马达所产生的转矩恰与负载所需的转矩平衡。此类型之交流马达转速闭路控制系统可达相当之控制精度与速度控制范围，且较不易受参数变化与负载波动之影响，但对低转速控制困难，而无法应用于定位伺服控制系统，主要应用于中价位，宽速度控制范围之场合。 4.2.3向量控制驱动器磁场向量控制法可应用于同步马达或感应马达之电压源或电流源换流器之伺服驱动系统。其基本观念在于将定子之三相电流向量经由坐标转换成为两等效且互相垂直之分量，其一相当于磁场电流(magnetizing current)，另一则相当于扭矩电流(torque current)，磁场向量控制法即在于控制定子三相电流之大小、频率与相位使其磁场电流分量维持在最大容许值，而调节扭矩电流分量以控制输出扭矩之大小。 定子电压向量与电流向量可定义为 (18)(19)其中，相同之定义可适用于转子之电压向量与电流向量。 如图18(a)所示，与可在d-q二轴坐标系上分为两互相垂直的分量。 (20)图18(b)中定子电流向量与转子磁通向量，如果在静止参考坐标系(stationary reference frame)()观之则为交流变化量，如果任意选定一同步转速之旋转参考坐标系则与分别可得到两个固定之分量、与、。磁场向量解耦控制法就是将此旋转参考坐标系固定于转子磁通向量，如图18(b)所示，使d轴固定于且均以同步转速旋转。如此定子电流之磁场分量与平行，而扭矩分量则与垂直。 图18磁场向量控制法之向量图如果经由磁场向量控制法使与重合，则正比于产生之扭矩，因此其控制方式就有如直流伺服马达，产生之扭矩可表示为 (21)其中P为马达之极数，K为比例常数。高性能交流感应伺服系统设计的一个主要困难，即在于如何经由感测组件将获得之回授信号，经由数学计算与坐标转换得到定子电流之磁场分量与扭矩分量，再分别对二者经由坐标转换与换流器进行独立之回路控制，以达到磁场与扭矩分别控制之目的，如此其特性就有如直流马达。交流感应马达的解耦控制过程较为复杂，无法在本文详加说明，有兴趣之读者可参考附录之参考文献。 然而由于交流感应马达的非线性特性与数学模式过于复杂，使其动态特性难以分析，因而阻碍了其在可变转速应用领域的发展。1972年德国西门子公司的 Blaschke18 首先提出交流感应马达的磁场向量控制法，此法可应用于交流同步马达或交流感应马达之电压源或电流源换流器之伺服驱动系统，其基本观念在于将定子之三相电流经由同步旋转之坐标转换而解藕为两个等效且互相垂直之向量；其一相当于激磁电流，提供所需之磁场强度；另一则相当于扭矩电流，提供旋转与负载所需之扭矩。磁场向量控制法即在于控制定子三相电流之振幅、频率与相位，使其激磁电流分量维持在最大容许值，而调节扭矩电流分量以控制马达输出扭矩的大小，达到类似直流伺服马达电枢电流控制输出扭矩的效果，如此可得快速的动态响应而应用于伺服领域。 根据磁场向量控制法，感应马达非线性且彼此耦合的控制变量，可经由同步旋转之坐标系转换，而成为彼此分离之独立控制变量，使其由时变非线性系统转换为非时变之线性系统。然而欲实现此构想，必需做相当复杂的计算，其中包含二轴(d-q) 与三相间的电流转换运算、转子感应磁通向量的计算、以及磁场与扭矩电流分量的补偿控制，这些计算不但复杂且与马达参数有密切关系。 在1972年当磁场向量控制法被提出提时，由于计算过于复杂，难以模拟电路实现而较少被人采用。1972年美国英特尔(Intel)公司推出8位微处理器808023，随后风起云涌造成了半导体微电子技术与计算机工业的快速发展，16与32位高性能微理器的相继推出，使得磁场向量控制法所需之复杂的数学计算得以藉微理器为基础的软件予以实现。1980年以来由于功率电子组件的快速发展，如Power MOSFET、Power Transistor、IGBT、MCT、与SIT等高性能功率组件的相继问世，更推动了交流伺服技术的发展，欧、美、日、德等工业先进国家也相继投入研究发展，而使其成为未来伺服技术的主流。 交流伺服驱动系统之性能评估，实际应用时所需考虑之问题，目前发展之状态与未来发展之趋势，在文献6, 9-11均有详实而深入