基于OFDMA TDD的B3G基带系统设计.doc

基于OFDMA/TDD的B3G基带系统设计 （草稿）赵学渊04.1.13一OFDM基本参数及其设计考虑参数定义:信道带宽, 载波频率, 时域基带采样频率, 为所有子载波数, 为可用子载波数, 为导频子载波数, 为数据子载波数. 为循环前缀时间和有用时间(FFT周期)的比值. 子载波间隔,有用时间, 循环前缀时间, OFDM符号时间，时域加窗对应的时间，取为。时域样点间隔。为适应实验室不同目标和重点的仿真，设计了灵活可变的三种OFDM基本参数。需要特别主要的是， 这三种参数是对应不同的信道环境的，在仿真中必须取对应的信道。设计1: 1024子载波方案(推荐使用) 信道环境: 室外信道, 仿真可取城区指数衰落, 最大多径时延为7us, 最大150km/h运动速度(700Hz多普勒频移). =20MHz, =5GHz.参数值说明基本参数20MHz和信道带宽在取值上相同。1024编号- 512511800 (*)编号 -400-1, 1400 , 0频空出. 0频空出是因为有D/A和A/D变换偏置和载波馈通,不适合传输数据.不使用两侧子载波是为减小带外功率.32导频子载波编号: -25:-25:-400 及 25:25:4001/4最大多径时延对应的样点数为140，1/4比例循环前缀占256个样点，大于最大多径时延。可推导得出的参数768(*)划分为32个子信道，每个子信道有24个子载波。19.5KHz相干带宽为200KHz. 远小于此，可认为在一个子载波内是平坦衰落。51.2us12.8us64us相干时间约为600us, 在10个OFDM符号中可以认为是信道是慢变的。6.4us使频谱更陡峭(*): 800个可用子载波由768个数据子载波和32个导频子载波构成。取768个数据子载波的原因: 768= 3*256= 3*28, 方便以2的指数进行子信道划分. 取OFDM子信道中数据子载波个数为24，取32个子信道。每个子信道有1个导频，这样每个子信道有24个数据子载波和一个导频子载波，共25个子载波。插入导频子载波目的是进行相位跟踪, 其间隔参考802.16a每个子信道插入一个固定位置的导频。使用时域加窗: 使OFDM符号在频域上边缘下降更陡峭, 带外干扰更小. 使用过采样: 提高时域采样速率, 防止送入D/A变换器时产生失真. 一般可取24倍过采样.设计2: 512子载波方案信道环境: 室外信道, 仿真可取指数衰落, 最大多径时延为5us，最大150km/h运动速度(700Hz多普勒频移). =20MHz, =5GHz.参数值说明基本参数20MHz和信道带宽在取值上相同。512编号- 256255400编号 -200-1, 1200 , 0频空出. 16导频子载波编号: -25:-25:-200 及 25:25:200仍然取每个子信道有24个数据子载波和一个导频子载波。1/4最大多径时延对应的样点数为100，1/4比例循环前缀占128个样点，大于最大多径时延。可推导得出的参数384划分为16个子信道，每个子信道有24个数据子载波。39.1KHz相干带宽为200KHz. 远小于此，可认为在一个子载波内是平坦衰落。25.6us6.4us32us相干时间约为600us, 在18个OFDM符号中可以认为是信道是慢变的。3.2us使频谱更陡峭设计3: 256子载波方案信道环境: 小范围室外信道/室内信道, 仿真可取指数衰落, 最大多径时延为2us, 最大50km/h运动速度(230Hz多普勒频移).=20MHz, =5GHz.参数值说明基本参数20MHz和信道带宽在取值上相同。256编号- 128127200编号 -100-1, 1100 , 0频空出. 8导频子载波编号: -25:-25:-200 及 25:25:100每个子信道有24个数据子载波和一个导频子载波。1/4最大多径时延对应的样点数为40，1/4比例循环前缀占64个样点，大于最大多径时延。可推导得出的参数192划分为8个子信道，每个子信道有24个数据子载波。78.1KHz相干带宽为200KHz. 远小于此，可认为在一个子载波内是平坦衰落。12.8us3.2us16us相干时间约为1840us, 在115个OFDM符号中可以认为是信道是慢变的。1.6us使频谱更陡峭二帧结构及其设计考虑1上下行设计的基本考虑1) 下行是基站到移动台, 帧是广播式的发送, 移动台容易通过训练序列达到同步. 上行是移动台到基站, 移动台发送的帧到达基站的时间不同, 定时同步较上行困难. 对单用户OFDM系统, 这将引入ISI和ICI ; 对多用户OFDMA,MC-CDMA系统等, 还将引入MAI. 2) 收发机功能和复杂度不同, 基站收发机在结构上可以做得比较复杂, 而移动台则相对简单。比如基站可以使用多个发送和接收天线, 而移动台则一般使用一条天线。但是基站要处理大量用户的接入申请，运算量本身已经较大，如果再对每个移动台用户的信道进行估计，则可能运算量过大。因此可以考虑在移动台进行信道估计，并根据TDD模型信道的对称性，在发送端进行预均衡，基站不用在进行信道估计和均衡，以减小基站对每个用户的处理时间。 2双工方式的基本考虑不对称和变速率的数据业务: TDD可以动态调整上行/下行时隙宽度, 从而适应不对称和变速率业务. 而FDD信道固定, 不适合变速率业务. TDD因此频谱效率也较高。定时要求: TDD同步要求严格, 而FDD则不严格, 所以FDD的实现复杂度较TDD低. 信道的对称性. 如果使用TDD方式, 信道认为是对称的, 则可以使用预均衡,联合发送等技术, 事先补偿信道的响应.FDD保护频带: FDD需要保护频带, 而TDD不需要.TDD切换时间: TDD需要上下行切换时间, 而FDD不需要本文选择TDD方式作为所选的双工方式。3一种帧结构的设计这些下标表示第n个OFDM符号，第k个子载波上的：频域发送数据信号；表示第p个用户频域发送数据信号，下同。：频域接收数据信号；：频域发送导频信号，：的频域接收导频信号；：频域信道响应。为时域第m个时域发送信号样点，为时域第m个时域接收信号样点。为载波频偏，为抽样时钟频偏引起的定时误差。为总用户数，Q 为子信道数。可以考虑在下行信令后加入上行信令，以及时把信道信息传输给基站。(1) 下行前导256 128128 256 512 512CP CP|-128+ 8*128-|这个前导是和802.11a以及802.16a类似的前导序列，由两部分重复的OFDM符号训练序列构成，其主要完成的功能是信道估计和频偏分数倍估计，以及符号定时，插入的序列是伪随机序列。信道估计首先使用LS估计，估计出子载波的频域响应，然后使用进行线性插值，得到偶数位置的信道频率响应，构成整个子载波上的频率响应。接下来进行MMSE维纳滤波, 以改善系统性能：维纳滤波器的抽头系数矩阵是由信道冲击响应和接收频率响应的互相关，以及频率响应的自相关计算得到的： 为降低维纳滤波器的复杂度，可以只使用相邻的L个子载波上的数据进行加权，而不是上式中使用所有子载波进行加权。维纳滤波器的系数是未知的，但是我们可以通过频率间隔相关函数求得。对于时延功率谱为指数衰减的信道，有其频率间隔相关函数为： , 其中为接收功率，K为莱斯衰落的K因子，为均方根时延. ，为频率间隔相关函数频率变量。其中为前面第一部分定义的子载波间隔, 为长度L的行向量。定时同步误差的引入定时误差: 时域定时算法自动引入, 同一OFDM符号不同子载波相位旋转不同, 不同OFDM符号相位相同.载波频率和载波相位误差：在子载波上加相位偏移, 不同OFDM符号相位不同, 同一OFDM符号所有子载波相位相同.抽样时钟和样值定时误差：在子载波上加相位偏移, 不同的OFDM符号相位不同, 不同的子载波相位不同。相位噪声：产生高斯随机向量, 通过频域的成型滤波器（高通滤波器, 积分器）, 最后加上随机相位, 得到时域相位噪声的序列。帧定时:如可以使用双窗口能量检测,判决变量: , M 和L 分别是前后窗口的宽度. 为前定义的接收到的第n个时域样点.双窗口能量检测比较适用于未知前导序列的帧定时.载波频偏整数倍和分数倍估计:训练序列延时相关, 取角度的方法: 接收信号 ，为载波频偏。延时相关:，D为时延样点数,L为做相关的窗口长度。取角度: 符号定时误差估计: 延时相关方法, 判决变量: 其中: ,L 是窗口宽度, D是延时量值.延时相关方法适用与已知前导序列的帧定时或符号定时.相位跟踪：接收机把个导频位置的频域接收值乘上发送导频和信道响应的估计值：假设信道估计是完全准确的，则可以得到 抽样频偏估计和纠正: 使用不同的OFDM符号, 同样位置的导频子载波, 进行相位比较得出.分别计算正负子载波的，取相位相减，即可以得到抽样频偏引起的定时误差估计值。(2) 下行信令此为一个OFDM符号. 信令的内容包括: 此帧中OFDM符号的子载波数；OFDM符号个数；是否使用自适应调制，如果使用各个子载波/子带的调制方式；给各个移动台分配的子载波编号.(3) 下行数据此部分由多个OFDM符号构成, 长度可变, 为适应不同的下行传输速率. 数据中插入导频，起到相位跟踪的作用。导频参考802.16a和DVB-T的设计，分为两类：同步导频 ，被加在OFDM符号的固定位置，用作抽样时钟频偏估计和载波频偏相位跟踪。间隔24个数据子载波插一个，共插32个导频。信道估计导频，间隔小于相干带宽，可以做信道估计。每10个OFDM符号有一个符号插入散布导频。可取间隔8个子载波插入一个信道估计导频，接收端LS估计后，使用线性或二阶插值估计其他位置点的信道响应。可以考虑使用线性插值预测的方法，来估计本帧中的OFDM符号的频域信道响应：是一次信道估计值应用的OFDM符号数，为10。(4) 保护间隔此保护间隔为上行和下行收发机切换时间。(5) 用户接入申请时隙移动台在和基站通信前，需要首先在此时隙内申请接入。(6) 上行前导其结构如下：256 512 512下行已经使得接收机和发射机的载波频偏和抽样时钟频偏控制在了允许的范围内，因此上行不再进行载波频偏和抽样频偏的纠正。此处前导的作用是进行符号定时，信道估计和载波相位纠正。(7) 上行信令移动台将一些信令信息传输给基站。可占多个OFDM符号。(8) 上行数据移动台如果分配相邻的子载波，则有可能相邻的子载波都经历深度衰落，则此移动台的传输性能受到很大影响。可以把不相邻的子载波分配给同一用户，以克服此类衰落。使用动态子载波分配的方法，根据不同用户的信道响应，动态分配子载波给用户。多个用户的数据采用动态子载波分配的方法进行接入. 即每个用户分配不连续的子载波, 构成一个子信道, 以实现多址接入。三OFDMA多址方式及其设计考虑OFDMA不同子信道的子载波选择问题为总用户数，Q 为子信道数，则每个子信道有N/Q个子载波。则第p个用户占用的子信道编号为q。(1)使用交织OFDMA方式，等间隔划分子载波，占用的子载波编号为q, q + N/Q, q+2N/Q, , q+(Q-1)N/Q. 此情况本子信道用户子载波分散，减小了同时发生衰落的概率，单用户性能较好。但是子载波间隔位置固定，多用户干扰较大。(2)把总的子载波划分为多个子信道，然后把这些子载波相邻的子信道分配给多个用户。编号为(q-1)N/Q+1, qN/Q.此情况本子信道用户子载波集中，同时发生衰落的概率较大，单用户性能较差。而子载波集中，多用户干扰较小。(3)首先把总的子载波按照子载波相邻划分为Q个部分，然后每个部分取一个子载波构成子信道，同样可以得到第q个子信道的编号。此情况本子信道用户子载波分散，减小了同时发生衰落的概率，单用户性能较好。子载波间隔位置随机，多用户干扰较小。因而这种方法性能是三种OFDMA中性能比较好的。 移动台可以通过下行信道得到基站选择好的子载波对应子信道。这需要设计下行信令中包含此信息。不同用户的载波频偏造成的多址干扰设子信道q中子载波的集合为,第p个用户占用第q个子信道，发送的第n个OFDMA符号，第m个时域样点可以表示为： 假设第p个用户的信道响应有L条径，则其频域冲击响应为 接收的第n个OFDMA符号在第个子载波上可以表示为，假设为第p个用户的归一化载波频偏：上式中的第二项为多址干扰(MAI)，是因为其他用户和第p个用户的载波频率不同造成的。减小此多址干扰，根据所采用的OFDMA方式不同，有不同的方法。如采用连续分配子信道的OFDMA方式，不同的子信道间可以空出几个子载波，不传输数据，从而减小对其他用户的干扰6。也有文献7提到可以使用MMSE滤波的方法，来分离多个用户的子载波，减小多用户干扰。OFDMA的上行同步问题对于上行的用户接入，一般来说有三种系统实现方法8：（1） 采用随机接入的方法，用户台随时可以传输数据，而不需要事先得到基站的允许。这样用户数据到达时刻是随机的，其时间差可能会很大，从而造成严重的多用户干扰。此时可以认为发生了冲突，丢弃发生冲突数据。（2） 基站向用户发送定时信息，用户收到定时信息后发送数据。这样不同位置的用户数据帧到达基站的时刻不同，也存在MAI，最大时延为。可以加长OFDMA帧的循环前缀，使总OFDMA帧长度为. 但是延长帧长，传输效率下降。（3） 完全同步。基站计算各个用户的时延，广播告诉各个用户需要提前多少时间发送。这需要一套协议支持，而且需要加信令信息，传输效率会下降。四上下行发射机和接收机结构1 下行发射和接收机框图下行发射机结构如下：FEC编码和符号调制部分参照802.16a和DVB系统，使用绕码+RS码+卷积+交织的FEC编码方式。调制方式卷积码编码速率RS码参数条件BPSK1/2（204,188,8）或（255,239,8）高速移动BPSK3/4（204,188,8）或（255,239,8）QPSK1/2（204,188,8）或（255,239,8）中速移动QPSK3/4（204,188,8）或（255,239,8）16QAM3/4（204,188,8）或（255,239,8）低速移动64QAM2/3（204,188,8）或（255,239,8）相干调制和差分调制差分调制比相干调制在其他所有参数相同的情况下,要差3dB. 但是接收机不用信道估计,较简单. 有两种差分调制方法, 一是相邻子载波使用差分调制, 二是不同的OFDM符号的相同子载波使用差分调制. 一般来说, 信道在频域的频率选择性衰落比在时域的时间选择性衰落明显, 因而第二种差分调制的效果一般较第一种好. 下行接收机结构五上行发射机和接收机结构设有P个移动台，需要在上行和基站通信。这是多点到点的通信方式。移动台和基站通信的过程可以描述为以下过程：(1) 第p个移动台根据基站发送的下行帧，测量得到信道的频域响应，n=1,N, k =1,P。(2) 移动台p的传输速率为比特/OFDM符号，BER性能的要求，总发送功率的上限 (W)，这些参数都由移动台确定。(3) 第p个移动台通过上行链路帧中的用户接入请求时隙和基站通信，告知,，(4) 基站得到总的用户数P。 然后基站根据第p个移动台的以上信息，依照固定或动态的子载波分配和比特分配算法，从所有子载波资源中，选择一些子载波分配给第p个用户，并确定各个子载波上分配的比特（即确定了调制方式）。如果上行发射机要使用预均衡技术，基站同时要保证上行发射机的功率在以下。(5) 基站在下行帧中为第p个用户给出允许接入信息，并告知移动台分配的子载波和各个子载波上的比特。固定子载波分配和固定比特分配算法：固定子载波即每个用户分配一个子信道，而不根据用户给出的，动态调整所分配的子信道。固定比特分配算法指为每个用户的所有子载波平均分配比特，而不是根据各个子载波的信道分配。固定子载波分配和动态比特分配算法：各个用户的动态比特分配：(1) 每次分配比特时,比较各个子载波上增加比特后递增的功率，为递增功率最小的子载波分配比特，直到所有的比特分配完毕。(2) 比较增加发送比特后各个子载波上的误比特率，选择最小的误比特率对应的子载波分配比特，直到所有的比特分配完毕。(3) 根据不同用户不同子载波上的信道响应，按照的比例分配子载波。框图预均衡移动台通过下行信道首先测量得到信道第k个子载波的频率响应，发送的数据乘上预均衡系数,从上式中可以看出，如果信道响应较小，此子载波发射功率会较大，从而增加了对此我们可以控制预均衡的衰减因子，或直接控制总的发射功率：1）控制预均衡的衰减因子，使在以下我们定义预均衡的衰减因子, 为没有和有预均衡的接收功率比值： 其中, 为没有预均衡的平均每个子载波上的接收功率，假设每个子载波的发送功率为1。预均衡系数归一化，接收到的频域信号为假设，则使用预均衡接收到的信号功率为： 这样这个系数一般大于1，这是因为在信道响应较小的子载波上，信道补偿较大。我们需要限制总的功率，使衰减因子在以下。可以按照以下的方法完成：（1） 计算衰减因子，如果，停止循环，否则进行第(2)步。（2） 找到衰减最大的子载波，把此子载波的预均衡系数设置为零：（3） 继续第(1)步。2）控制控制总的发射功率，使在以下使部分频域响应较小的子载波的不传输数据。其算法可以简述如下：（1） 假设每个子载波都使用预均衡，计算子载波的发射功率。（2） 对得到的按照功率从小到大排列。（3） 从最小的开始，对发射功率进行累加，如果，继续累加，直到超过为至。这样就可以选择所使用的子载波，其他的子载波则不传输数据。下行已经到达了载波频率和抽样频率的同步, 所以只需要进行定时估计和载波相位估计即可. 附:WTI的部分设计基本OFDM参数3.2GHz, 1024子载波总数, 其中数据部分768个子载波单天线信道PDP参数PDP均为指数分布室内信道:径编号时延(us)衰减(dB)10021.5-1533.0-30室外信道:径编号时延(us)衰减(dB)10022.0-634.0-1246.0-1858.0-24610.0-30上下行设计上下行均使用MC-CDMA, 其速率参数表为:传输速率信道编码调制方式扩频因子情况18kb/s1/3QPSK16QAM16情况220Mb/s1/2 TurboPuncture16QAM64QAM1情况330Mb/s1/2 TurboPuncture64QAM1其他使用技术信源编码: LDPC物理层收发机: 联合发送/联合检测,智能天线多址接入: 混合接入小区切换: 智能组切换软件无线电, 移动代理等1 OFDM Wireless LANS: A Theoretical and Pratical Guide2 IEEE Std 802.16a-2003, “Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems - Amendment 2: Medium Access Control Modifications and Additional Physical Layer Specifications for 211 GHz”3 佟学俭，博士论文“正交频分复用（OFDM）通信系统内若干关键技术的研究”4 李祥明，博士论文“多载波调制理论及其在无线CDMA中应用的一些关键技术研究”5 OFDM and MC-CDMA for broadband multi-user communications, WLANs and Broadcasting6 Hwasun Yoo, Student Member, IEEE, and Daesik Hong, Member, IEEE, “Edge Sidelobe Suppressor Scheme for OFDMA Uplink Systems”, IEEE COMMUNICATIONS LETTERS, VOL. 7, NO. 11, NOVEMBER 20037 Zhongren Cao; Tureli, U.; Yu-Dong Yao;”User separation and frequency-time synchronization for the uplink of interleaved OFDMA”,Signals, Systems and Computers, 2002. Conference Record of the Thirty-Sixth Asilomar Conference on ,Volume: 2 ,3-6 Nov. 2002 Pages:1842 - 1846 vol.28 Nogueroles, R.; Bossert, M.; Donder, A.; Zyablov, V.;”Improved performance of a random OFDM