（电力电子与电力传动专业论文）60kw+pwm整流器研究.pdf

a bs t r a c t a b s t r a c t ：f a c i n gt h et r e m e n d o u se n e r g ya n de n v i r o n m e n t a lp r e s s u r e s ，e l e c t r i c v e h i c l e sh a v eg r a d u a l l yb e c o m ef o c u so fg o v e r n m e n t sa n dc a rm a n u f a c t u r e r s a sw e a l l k n o w , h i g hf r e q u e n c yc h a r g e rh a sl o wp o w e rf a c t o ri n g r i ds i d ea n dc a u s e ss e v e r e h a r m o n i cp o l l u t i o n h o w e v e r , e l i m i n a t i n gh a r m o n i cp o l l u t i o na n di m p r o v i n gp o w e r f a c t o ra r eav e r yi m p o r t a n tr e s e a r c ht a s ki nt h ef i e l do fp o w e re l e c t r o n i c s t h er e s e a r c hi nt h i sp a p e ri sp a r to ft h es u p p o r t i n gp r o j e c to fs h a n g h a im u n i c i p a l s c i e n c ea n dt e c h n o l o g yc o m m i s s i o n a n dt h ep r o j e c ti st oc r e a t eaf a v o r a b l es o c i a l e n v i r o n m e n tf o r t h ed e v e l o p m e n to fe l e c t r i cv e h i c l ea n dt ol a ya f o u n d a t i o nf o re l e c t r i c v e h i c l ei n d u s t r y as 0 1 u t i o no fv s rb a s eo ns v p w ma n dd o u b l ec l o s e dl o o pc o n t r o ls y s t e mo fv o l t a g e a n dc u r r e n ti sp r e s e n t e di nt h i sp a p e r i tc a ni m p l e m e n ts i n u s o i d a lc u r r e n tc o n t r o l ，u n i t p o w e rf a c t o rc o n t r o li ng r i ds i d ea n dd co u t p u tv o l t a g ec o n s t a n t t h i s d i s s e r t a t i o n d e s i 霉皿sm a i nc i r c u i ta n db u i l d su pt h em o d e li nm a t l a b s i m u l i n k a f u l ls o l u t i o no f h a r d w 踟ea i l ds o f i w a r ed e s i g no fp w mc o n t r o ls y s t e mb a s e o nd s p5 6 8 0 3a n d c o n t r d u e rb a s eo nm c 9 s12 d 6 4i sp r e s e n t e di nd e t a i l t h er e s u l to fe x p e r i m e n ts h o w s t h a te f f i c i e n c yi sh i g h e rt h a n9 9 ，p o w e rf a c t o ri sh i g h e rt h a n9 9 a n dt h d i sl o w m a n5 i nt h ef u l ll o a d i ts a t i s f i e st h ed e s i g nr e q u i r e m e n t s a n di tv a l i d a t e st h e f e a s i b i l i t yo f t h et o p o l o g y k e y w o l i d s ：v s r ；s v p w m ；d o u b l ec l o s e dl o o p ；p i c i a s s n o ：t m 9 2 1 5 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特另t l d n 以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：奄锄友 签字f l 期：，一7 年6 月夕日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：荟劫屯 签字嗍卅年莎月，夕日 导师签名： 签字日期： 了k 妒 卅年f 月佑 致谢 本论文的工作是在我的导师张维戈副教授的悉心指导下完成的，张维戈副教 授治学态度严谨，工作方法科学，他的言传身教给了我极大的影响。在此衷心感 谢两年来张维戈老师对我的关心和指导。 姜久春教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给 予了我很大的关心和帮助，在此向姜久春教授表示衷心的谢意。 实验室其他老师对于我的科研工作和论文也都给予很大的帮助，在此表示衷 心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，胡荣强、裴晓泽、冯韬和林培峰等同学对我 论文和研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢我的家人，他们的理解和支持使我能够存学校j 9 心完成我的学、j ：。 北京交通大学硕士学位论文引言 1 1研究背景及意义 1 引言 面临能源和环境的巨大压力，电动汽车逐渐成为各国政府和汽车制造商关注 的焦点。 电动汽车，是全部或部分的以电力作为驱动系统动力源的汽车，相对以汽油 燃烧作为动力的传统汽车而言，电动汽车在环保、清洁、节能等方面占据着明显 的优势。目前各大国际汽车制造商纷纷投入大量的资金和人力进行电动汽乍的研 究和丌发，多种电动汽车样车频频涌现， 动汽车产业的发展形成了混合动力汽车、 燃料电池电动汽车三个主要方向【1 1 。 有些已达到较高的产业化j ；! l ! 模。现征i 乜 纯电池驱动电动汽车( 纯l 乜动汽4 i ) 羽l 完全由二次电池( 如铅酸电池、镍镉电池、镍氢电池或锂离子电池) 提供动力 的纯电动汽车，被部分学者认为是电动汽车发挥作用的技术基础和未来。纯电动 汽车本身不排放有害气体，可以充分利用晚间富余电力，提高能源利用效率，提 高经济效益。纯电动汽车拥有着广阔的发展前景。 我国在“十五 计划期间设立了“电动汽车重大科技专项 ，组织企业、高等 院校和科研机构联合进行攻关，以电动汽车产业化技术平台为工作重心，在电动 汽车关键单元技术、系统集成技术及整车技术上取得了重大突破，研究确立了促 进电动汽车产业化推广的政策、法规和相关标准，从而为我国在5 至l o 年内实现 电动汽车产业化而奠定了政策和技术基础。 充电系统为电动汽车运行提供能量补给，是电动汽车的重要基础支撑系统， 也是电动汽车商业化、产业化过程中的重要环节，对电动汽车的产业发展具有重 大影响。而目前，电动汽车充电电源一般采用高频充电机，其主电路的基本构成 一般包括二极管整流桥、l c 滤波环节、d c d c 变换器等部分【2 1 。输入端用二极管 整流，简单可靠，无须控制电路，但由于对输出电压没有控制，输出电压随负载 波动变化较大，使得下一级电路的设计必须留出一定的裕量，造成对器件使用效 率的限制，且输入端电流谐波含量十分丰富，网侧功率因数低，对电网的污染大。 如果在大型充电站中，多台充电机同时工作时，产生的谐波和无功功率问题，会 对电网及其他用电设备产生巨大的影响。 虑谐波抑制和无功功率补偿的问题。 治理这种电网污染最根本的措施是， 所以在电动汽车充电系统设计时，要考 要求变流装置实现电网侧电流正弦化， 且运行于单位功率因数。因此作为电网主要污染源的整流器首先受到了人们的关 北京空通大学硕士学位论文 注，并展开了大量的研究工作。其主要思路就是将p 、v m 技术引入整流嚣的控制之 中，使整流器网侧电流正弦化，且可运行于单位功率因数口l 。 而本研究作为上海电动汽车充电基础设施建设的一部分，更是具有重要的意 义： 国内目前研制的充电机主要针对特定示范项目特定车型。大部分都处在理 论研究、实验阶段，技术指标各不相同，不具备通用化、标准化条件不利于电 动汽车产业化发展。 上海电力公司技术与发展中心在电池一电容混合型电动汽车应用示范系统 研究等项目成果的基础上，以2 0 1 0 年上海世博会为契机，丌展纯电动汽车充电 站建设与应用示范研究技术攻关，研制充电机样机，从而为电动汽4 ：会化应用 刨造有利的条件，为实现电动车产业化奠定技术基础。 囤i - l 充电系统结构图 f i g s y s t e mb l o c k d i a g r a m 按要求设计的直流充电系统如图i - i 所示，由p w m 整流装置、直流供电控制 装置( d c m ) 、直流充电装置( p u m ) 和直流充电管理装置组成，各装置功能说 明如下： ( 1 ) p w m 整流装置：对输入的三相交流电进行整流，经滤波后形成稳定 的直流输出电压，以提供给后缴d c d c 变换模块。解决功率因数和波形质量的问 题，实现功率因数校正，并减小直流充电系统对电网的污染。 北京交通大学硕士学位论文引言 ( 2 ) 直流供电控制装置( d c m ) ：主要用于直流电能计量，直流供电控制、 安全防护等。 ( 3 ) 直流充电装置( p u m ) ：主要用于与车载b m s ( 能量管理系统) 通信， 进行d c d c 功率变换，输出动力电池所需电压、电流。 ( 4 ) 直流充电管理装置( m c m ) ：人机交互，用于界而- 5 l ! 示、身份识别，费 用收取、票据打印、数据管理、控制d c m 、远程监控等。 1 2p w m 整流技术的发展现状 p w m 控制技术的应用与发展为整流器性能的改进提供了变雌性的思路和f 段，它以全控型功率开关管代替了半控型功率丌关管或_ 二极管，以p w m 斩控整流 取代相控或不控整流，具有网侧电流为正弦、功率因数可控、电能双向传输和动 态相应快等优良特性【3 0 】。 目前，对p w m 整流电路空盒子方法的研究主要集中在输出直流电压控制、输 入交流电流控制和p w m 变流器丌关逻辑控制3 个方面：输出直流电压控制的目的 在于使p w m 整流电路的输出电压随给定指令变化，以稳定直流输出电压或调节输 出电压的目的；输入交流电流控制的目的是使输入电流波形接近正弦并与输入电 网同相位，从而获得单位功率因数；p w m 变流器开关逻辑控制方法目前有 s v p w m 、s p w m 等。 而其线性控制策略大致可以分为直接电流控制、间接电流控制以及直接功率 控制。 间接电流控制，即幅相控制，提出时间较早，在控制结构中不引入交流侧电 流采样值，而依据交流侧电压计算调制电压，从而间接控制交流侧电流。 直接电流控制，即在控制结构中引入了交流侧电流采样，与电流参考值相比 较，构造电流闭环，从而可以提高对电流控制的精度以及全系统的响应速度。直 接电流控制的电流闭环形式主要有滞环比较和p i 调节两种。 直接功率控制，引入闭环比较的量值是系统的瞬时有功、无功功率。通过电 流检测量计算系统的瞬时有功、无功功率，与相应参考值用滞环比较的方式得到 误差指令，结合输入电压空间矢量的位置从开关选择表中获得当前时刻所需的开 关矢量。这种控制方法多采用瞬时功率来估计输入电压，从而免去交流侧电压传 感器。 经过几十年的研究与发展，p w m 整流技术已经日趋成熟。其主电路从早期的 半控器件桥路发展到如今的全控器件桥路，拓扑从单相、三相发展到今大的多相 组合、多电平结构，开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制，功率等级 3 北京交通大学硕+ 学位论文引言 从千瓦级发展到兆瓦级。p w m 整流器在工业上成功的投入了应用：中小功率应用 主要体现在产生精度高、动态响应快的a c d c 电源；中大功率应用主要体现在交 直流传动领域；大功率应用则主要体现在交、直流输电系统中【3 0 1 。 1 3论文的主要研究工作 本课题的研究对象是图1 - 1 系统中的p w m 整流器部分。j e 住系统l f l 的作用为： 1 、对输入的三相交流电进行整流，经滤波后，形成稳定的直流输出电压，以 提供给后级d c d c 变换模块。 2 、进行谐波治理，解决功率因数和波形质量的问题，实现功：红l 圈数校正，降 低或消除充电机对电网的影响。 论文的主要研究工作： ( 1 ) 分析p w m 整流器工作原理和控制策略： ( 2 ) 在m a t l a b s i m u l i n k 环境下对主电路拓扑结构进i j ：仿真； ( 3 ) p w m 整流器软、硬件的设i = f 及实现； ( 4 ) 根据实际项目要求，完成对主电路参数进行设计并搭建主电路： ( 5 ) 整流器的上电调试，各种功能实现及满功率实验； ( 6 ) 与系统其它设备进行联合调试，实验。并对其效率、功率因数和谐波含 量等性能参数进行测试。 4 北京交通大学硕士学位论文p w m 整流器系统 2 1p w m 系统结构 2p w m 整流器系统 本文设计的p w m 整流器采用三相电压型拓扑结构，其系统原理图如图2 - 1 所示，它具有功率因数高、接近单位功率因数、谐波含量小等优点，所以可以减 小对电网的污染。 宅，二二ht 3 j hi h l i 廊。z jjjo d b 等 工舀f ；2 | 一一l = 1 - c = 黑l r 上j 1 2 一 t 1 1 6 3 严严 r l 1 1川 l l 电琢 i “1 a ，b 孵檑 i g b t 艇磷秘织护 垃蹿 电醛进姨恕p w m 依唯量”妫眵豁 蟹 游 一： i 耗雠 w m 锻流器拯 制系统 a 黏cj 橱晦燃电罐 蠢 1 演藤照瑟釉蔹键l l l 一搋哪2 猢曩l 图2 1p w m 系统原理图 f i g 2 - 1t h es o h e m a t i cd i a g r a mo f p w ms y s t e m 控制系统由控制器和p w m 整流器控制板组成。p w m 整流器控制系统为由电 流内环、电压外环构成的双闭环控制系统，d s p 作为主控制芯片，采用电压空间 矢量调制( s ，w m ) 算法对输入电流、输出电压的进行控制，实现电网侧电流正 弦化、单位功率因数和直流输出电压恒定等功能。控制器则实现友好的人机交互 界面，采用主从式4 8 5 与p w m 控制板进行通讯，发送运行指令给p w m 控制板， 控制p w m 整流器运行并获得整流器运行状态和参数。 p w m 系统的设计技术指标如下： 额定功率：6 0 k w 直流输出电压：6 5 0 v 满载效率： 9 5 ； 北京交通大学硕士学位论文 p w m 整流器系统 满载功率因数： 0 9 9 满载谐波含量：小于5 恒压精度：o 5 2 2空间电压矢量控制 空间矢量p w m ( s v p w m ) 控制策略足依引变流器空问i 乜压( 电流) 矢量切换来控 制变流器的一种思路新颖的控制策略。其主要思路在于采用逆变器空间电压矢量 的切换以获得准圆形旋转磁场，从而在不高的开关频率下，使交流电机获得了较 s p w m 控制更好的性能，主要表现在：s v p w m 提商了l 乜压型逆变器的电压利用率 和电动机的动态响应性能，同时还减小了电动机的转矩脉动等。近年来，空间矢 量控制在p w m 整流器控制| 1 也获得了广泛的应川，同时s v p w m 的控制方法也更 易于采用微处理器数字实现。此节就s v p w m 的原理及实现作较为详细的论述。 2 2 1s v p w m 基本原理 u 。 u 。 u 。 u d n 图2 - 2 三相桥式v s r 拓扑结构 f i g 2 - 2c i r c u i to f3 - p h a s eb r i d g ep w m r e c t i f i e r 图2 2 为三相桥式v s r 拓扑结构，其交流侧采用三相对称的无中线连接方式。 以采用6 个功率开关管，这是一种最常用的三相电压型p w m 整流器拓扑。 根据三相逆变器的工作原理可以知道，逆变桥共有8 种有效的开关组合模式， 用疋，咒，s 。分别表示三个桥臂的状态，且上桥臂开关器件导通而下桥臂开关器 件截止时桥臂状态规定为1 ，反之为o ，则有： _ 1 1 r s o 2-1 i | j 。i 一，- j t ；j 6 2 o o 鳖3 = 1j 屹屹屹 北京交通人学硕士学位论文p w m 整流器系统 根据公式( 2 1 ) 可得与8 种开关组合相对应的三相输入电压瞬时值，如表2 1 所示。 表2 - 1 三相p w m 整流器的空间电压矢量 t a b l e 2 1s p a c ev e c t o r so f t h r e e - p h a s ev s r 疋瓯s c屹哆哆攻 o o o0o o 00l 一1 3v 。 一1 ， 2 3 3 v d c 虼 ，3 1d c o1 o 一v d c一v d c 圪 一髟， v 如v d c 圪 o1l 3 d loo 一l 、， 一v d c k 7 3 、d c 1o1 v k 一2 1 ， 1 3 v 出 圪 ，_ 3 vd c llo v 妊v d c 2 k 一i j l1l0o0 k 从表2 - 1 中可以看出，8 种开关模式所对应的8 个电压矢量中v o 、k 为零矢量， 其他开关组合时的匕、k 为空间矢量在三相对称坐标( a ，b ，c ) 上的投影。公 式( 2 2 ) 通过c l a r k 变换将空间矢量从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系。 - 虬 2 k j 2 j ， 1 l一 2 ，、压 u 一 2 1 2 压 2 所以，复平面上的空问矢量圪可表示为： j 圪= + = ；扣”州3 ( 后：1 一，6 ) 【v o ，7 20 式( 2 3 ) 表达为开关形式为： 巧= j 2 ( 疋+ 咒e j 2 芹3d - s c e - j 2 , t 1 3 ) ( j = o ，7 ) ( 2 4 ) 对于任意给定的三相基波电压瞬时值屹，屹，屹，若考虑为三相平衡系统，即 屹+ 屹+ 吃= 0 ，则可在复平面内定义电压空间矢量为： 矿= 詈( 屹+ 屹e j 2 j r 3 - i - 匕e - 2 x 3 ) 7 ( 2 5 ) 北京交通大学硕士学位论文p w m 整流器系统 式( 2 5 ) 表明：如果屹， 是角频率为的三相对称正弦波电压，那么矢量 y 的模即为相电压的峰值，以角频率缈按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空 间矢量矿在三相坐标系( a ，b ，c ) 上的投影就是对称的三相正弦量。 因此，空间矢量调制就是用三相桥能输出的8 个电压矢量来合成一个等效的 空间旋转的参考电压矢量，从图2 3 | l 町以看到，8 个电压矢量是间断的，而参考 电压矢量是连续的，但是如果丌关频率足够高，则可以以一个开关周期的平均值 为标准来进行等效，这是空问矢量渊制的坫本原理。 。，；f 二 一 影淼，：f ； ， 、岁， f f jf ： 图2 3 复平面中的基本矢量分布 f i g 2 3b a s i cs p a c ev e c t o r so fv s r 2 2 2s v p w m 的简化算法实现 5 】 在实际的计算中，指令矢量y 一般给定为两相静止坐标系下矢量y 在口，坐 标轴上的分量，u 口。通过反正切、正弦函数才能得到央角0 的大小以及矢量的 作用时间，但这种方法的实现需要大量的快速的运算，对控制器的硬件要求很高。 本文采用了一种简化计算的方法，根据指令电压的虬，u 口直接来计算空间矢量在 各个扇区的作用时间。 如图2 3 所示，指令电压矢量y 在扇区，时，其中矢量的作用时间可由下式计 算： u p = 正五i v 2s i n ( x 3 ) ( 2 6 ) = 互五吲+ t a n ( x 3 ) ( 2 7 ) 令线性调制区指令矢量眇。l = 1 ，即电压空间矢量形成六边形的内切圆为单位圆， 则kl = ki = 2 互，代入式( 2 - 6 ) 、( 2 - 7 ) 得： 互马= ( 2 - 8 ) 五五= ( 4 3 一) 2 ( 2 9 ) 8 北京交通大学硕士学位论文 p w m 整流器系统 图2 _ 4 第一二扇区久量的合成 f i g 2 - 4s y n t h e t i cm e t h o do fs p a c ev e c t o r si ns e c t o ri i 指令电压矢量v 在扇区时，如图2 4 所示。由矢量r 2 ，k 来合成指令矢景， 此时矢量作用时问的计算方法同行j 扇i 遥，中有些不同，引入辅助计算量a ，b 。则 根据正弦定律可得： 虬s i n ( n 3 ) = b s i n ( ：, r 3 ) ( 2 - 1 0 ) u p s i n ( 2 万3 ) = a s i n ( r c 6 ) ( 2 1 1 ) 由图可知，巧，k 的作用时间可用a ，b 来表示： 互弓i 巧l = a b ( 2 一1 2 ) 互b 1 i = a + b ( 2 - 1 3 ) 由式( 2 1 0 ) 、( 2 1 1 ) ，( 2 - 1 2 ) 、( 2 1 3 ) 和| l = l 巧i = 2 3 可得： 乃五= ( 一, 3 + ) 2 ( 2 1 4 ) 瓦五= ( 4 3 + u p ) 2 ( 2 - 1 5 ) 令 x = ；】，= ( 3 虬+ u 卢) 2 ；z = ( 一3 眈+ u 卢) 2 ) ( 2 - 1 6 ) 用同样的方法可以计算其他扇区中矢量的作用时间，用，t ，分别表示该扇区 中电压矢量的作用时间，可得表2 2 。 表2 - 2 简化的合成算法 扇区 i i l li vv v i x】，一】，zzx 乞 一zzxx一】厂】厂 2 2 3 扇区的确定 5 】 只要确定指令电压矢量y + 所在的扇区即可通过查表获得合成矢量的作用时 9 北京交通人学硕士学位论文p w m 整流器系统 间。确定扇区的方法有多种，通常使用的方法是将指令矢量v ( ，) 通过 c l a r k 反变换到三相静止坐标系( a ，b ，c ) 下，再通过比较静止坐标系下的三相值来 判断指令矢量v 所在的扇区。 、 j 二等_ 图2 - 6 修改后的扇区划分 f i g 2 6m o d i f i e ds e c t o rp a r t i t i o n 根据修改后的c l a r k 反变换，可以得到图2 - 6 。根据变换后的三相值，通过如 图2 7 中的流程即可确定指令电压矢量的扇区号。最坏的可能是经过三次比较就可 以确定参考电压矢量的扇区位置。 1 0 北京交通大学硕十学位论文p w m 整流器系统 图2 7 扇区确定流程 f i g 2 - 7s e c t o rc o n f i r m a t i o nf l o wo fs p a c ev e c t o r s 2 2 4 空间电压矢量的合成 在空间电压矢量合成时，对于矢量顺序的安排应使每次工作状态切换时，只 有一个功率器件作开关切换，这样可以尽量减少开关损耗。在一个丌关周期中， 令零矢量插入时间为t o 7 ，若其中插入的时间为乃= k t o 7 则插入巧的时间则为 弓= ( 1 - k ) t o 7 ，其中o k l 。 实际上，对于三相v s r 某一给定的电压空间矢量矿，常有几种合成方法，以 下讨论均考虑矿+ 在v s r 空间矢量i 区域的合成【。 1 将零矢量圪或k 均匀分布在矢量y 的起、终点上，然后依次由靠近矿+ 所 在扇区的两个电压矢量按三角形方法合成。以指令矢量矿在第一扇区为例，如图 2 8 所示： 1 ，2瓦五 一矗，2 一 )酗 图2 8 空间矢量的合成方法1 f i g 2 - 8s y n t h e t i cm e t h o do fs p a c ev e c t o r s 从图2 8 合成的开关波形中看出，在一个开关周期中，上桥臂的功率开关管开 北京交通大学硕士学位论文p w m 整流器系统 关4 次，但是由于生成的p w m 波形不对称，谐波幅值相对较大。 2 同上一种方法类似，零矢量仍均匀分布在矢量v 的起、终点上。但与上 一种方法不同的是，两个有效矢量对称分布。以指令矢量矿在第一扇区为例，如 图2 - 9 所示： | 誓一 玉 艽五 而 一一一- 一，一一 t 图2 9 空间欠量的合成方法2 f i g 2 - 9s y n t h e t i cm e t h o do fs p a c ev e c t o r s 从图2 - 9 的开关波形看出，在一个开关周期中，上桥臂的功率丌关管共开关4 次，且波形对称，因此，其谐波幅值比上一种方法有所降低。 3 在这种合成方法中，一个开关周期中零矢量的作用时间将分为三段，且选 择使用了圪，巧作为零矢量，其中矢量矿+ 的起、终点上均匀地分布矢量虼，而在矢 量v 的中点处分布矢量巧，且丁0 - 丁，。有效矢量的合成同方法2 类似，两个有效 矢量对称分布。以指令矢量y + 在第一扇区为例，如图2 1 0 所示： 图2 一l o 空间矢量的合成方法3 f i g 2 - 10s y n t h e t i cm e t h o do fs p a c ev e c t o r s 从图中的开关波形看出，在一个开关周期中，上桥臂的功率开关管开关6 次， 且波形对称。可以看到这种合成方法的谐波幅值更小，但因其一个开关周期中开 关次数增多，开关损耗相对增大。 综上所述，指令矢量矿+ 的合成方法有多种，不同的方法各有其优缺点，其中 第二种方法较好，该方法的开关损耗及谐波均相对较低。 1 2 北京交通人学硕士学位论文p w m 整流器系统 2 3双闭环控制系统设计 直接电流控制对整流器输入电流进行闭环控制，其控制依据是整流器的动态方 程。直接电流控制对瞬时电流波形进行高精度控制，具有很好的动态性能，可以 补偿系统参数变化带来的误差以及管压降和死区的影响，而且易于防止过载和实 现过流保护【6 j 。因此奉设计中采用直接电流控制。 直接电流控：驯的p w m 整流器的控制器都是采用的双闭环结构。外环为电压 环，通过对直流母线电压的调节得到交流电流的指令瞬时值。电流内环的作用足 按电压外环输出的电流指令进行电流控制，使整流器的实际输入电流能够跟踪电 流给定，实现坼位功率冈数正弦波电流控制。电流控制器比较电流瞬时值与指令 值，产生能减少咆流误差的开关信号，因此电流控制器具有减小误差和产生调制 的作用【6 1 。 2 3 1电流控制器设计 直流电流调节中的p i 调节电流控制是种典型的线性控制方法，包括a b c 坐 标系下的p i 调节电流控制和同步旋转坐标系下的p i 调节电流控制，其中后者的 使用较多，这可能也是目前应用得最多的控制方式。 将电流指令值与实际值的偏差作为p l 调节器的输入，调节器输出所需的空间 电压矢量。在同步旋转坐标系中，电流给定值是直流量，p i 调节器可以做到无差 调节，因此系统的控制精度高。运用空间矢量将三相作为一个整体考虑，直流电 压利用率高。 图2 1 l 电流闭环结构 f i g 2 - 11s t r u c t u r eo f c u r r e n t c o n t r o ll 0 叩 考虑电流内环信号采样的延时和反馈通道的滤波，当考虑电流内环需要获得 1 3 北京交通大学硕士学位论文p w m 整流器系统 较快的电流跟随性能时，可按典型i 型系统设计电流调节器【3 1 。 幸 图2 1 2 电流闭环方框图 f i g 2 - 12b l o c kd i a g r a mo f c u r r e n tc o n t r o ll o o p 图2 1 1 中k p w m 为p w m 桥路等效增益，不考虑电网扰动，可看出，只需以 p i 调节器零点抵消电流控制对象传递函数的极点即可，即t = 。校j 下后，电流 内环的丌环传递函数为 既( s ) = 而k 砑i p k t , 丽, , m 由典型i 型系统参数整定关系，当取系统阻尼比f = 0 7 0 7 时，有 1 5 巧k k p 。1 ：- 一= = 一 r z i 2 求解得 = 丧 k ，：笠：一一 t i 3 1 j s k m 式( 2 - 2 0 ) 、( 2 2 1 ) 即为电流内环p i 调节器控制参数计算公式。 另外，电流内环闭环传递函数为 啄曲2 i 互三甄 ( 2 1 9 ) ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) ( 2 2 2 ) k i p k m mk i 。k m 当开关频率足够高，即t 。足够小时候，由于s 2 系数远小于s 项系数，因此 s 2 项可以忽略，则w c i 可化简成 既( s ) 忑1 k i p k m m 将式( 2 2 0 ) 代入式( 2 2 3 ) ，得到电流内环简化等效传递函数为 = 面1 ( 2 2 4 ) 式( 2 2 4 ) 表明：当电流内环按典型i 型系统设计时，电流内环可近似等效成 一个惯性环节，其惯性时间常数为3 t s 。显然，开关频率足够高时候，电流内环具 有较快的动态响应。 1 4 北京交通大学硕士学位论文 p w m 整流器系统 2 3 2 电压控制器设计 电压外环控制的目的是为了稳定v s r 直流侧电压，令三相电网基波电动 势为 f = 已c o s ( 甜) e b = e m c o s ( a t - 1 2 0 。) 【巴2 乜c o s l a t + 1 2 0 0 ) ( 2 2 5 ) 为简化控制系统设计，当开关频率远高二j ：i 乜网电动势基波频率n , j ，可忽略 p w m 谐波分量，即只考虑开关函数& ( k = a ，b ，c ) 的低频分量，则 i o 5 m c o s ( a t 日) + o 5 岛o 5 m c o s ( a t 一0 - 1 2 0 0 ) + o 5 【o 5 t a c o s ( a t 一0 + 1 2 0 。) + o 5 式中目一开关函数基波初始相位角； m p w m 调制比( m 1 ) ： 对单位功率因数正弦波电流控制，三相v s r 网侧电流为 f l 口乇c o s ( 甜) 毛刽厶c o s ( c a 一1 2 0 口) 【z 。厶c o s ( c a + 1 2 0 。) 三相v s r 直流侧电流l d c 可由开关函数描述如下： i d c = s 乒。+ s 摹b + s 乒c 将式( 2 2 6 ) 、( 2 2 7 ) 代入( 2 2 8 ) 得 k o 7 5 m i , , , c o s t ? 综上分析，三相v s r 电压外环控制结构如图2 1 3 。 ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) ( 2 2 9 ) 圈2 - 1 3 电压环结构 f i g 2 - 13s 臼n l c t u r eo fv o l t a g ec o n t r o ll o o p 由前面分析得( s ) = 1 ( 1 + 3 t ，) 。图中0 7 5 mc o s 0 是一时变环节，这给电压环 设计带来困难，为此将该环节得最大比例增益取值代替，即以0 7 5 ( i n 0 ； 2 、当ki x 时，采用比例控制去掉积分； 3 、当kl 1 5 玩) ( 3 1 1 ) 式中k 一最大允许谐波电流脉动量。 因此，满足电流瞬态跟踪指标和谐波电流抑制时，三相v s r 电感取值范围为 堡垡二! 幺! 幺互 ， o 3 7 ( 3 - 2 2 ) 实际上以上条件常不能满足，这表明在v s r 直流侧电容的设计中要根据实际 需要综合考虑直流电压的跟随性和抗扰性能指标要求，并充分结合计算机仿真末 辅助设计电容量。 3 1 3i g b t 的选择 由电路结构可知，i g b t 两端电压最大值一= = 6 5 0 v ，考虑到裕量，可 以选择耐压值为1 2 0 0 v 的i g b t 模块。 可得额定电流的有效值，p = 9 1 a ，考虑到裕量和系统的散热，选取e u p e c 公司 的d b f f 4 0 0 r 1 2 k e 3 型号的i g b t 模块，耐压值为1 2 0 0 v ，最大工作电流为4 0 0 a 。 3 2系统仿真 北京交通大学硕士学位论文 主电路参数设计及系统仿真 在s i m u l i n k 中将主电路、双闭环以及电流前馈解耦控制算法、s v p w m 合成 算法，及负载建立v s r 的仿真模型。如图3 5 图3 5p w m 整流器系统仿真图 f i g 3 - 5v s rs y s t e mi ns i m u l i n k 仿真设定系统参数如下： 电网电压 = 2 2 0 v 三相滤波电感= 2 m h ( 忽略电感电阻r ) 输出支撑电容 c = 3 3 0 0 z f 输出直流电压吃= 6 5 0 v 开关频率f = 5 k h z 充电电流i = 1 0 0 a 仿真结果中上图部分为直流侧电压波形，下图为交流侧电压、电流波形。 直流侧电压和交流侧电流的超调有一部分是由仿真模型启动时对直流侧电容 充电引起的。 3 2 1空载仿真 北京交通大学硕士学位论文主电路参数设计及系统仿真 幽3 - 6 系统空载仿真 圈3 - 6 为系统卒载情况下的仿真，从罔中可以看出在空载情况下，直流电压町 以稳在6 5 0 v 。 3 2 2 满载仿真 图3 7 为系统满载情况下的仿真，从图中可以看出：直流电压稳柚：6 5 0 v ，日 交流侧电压与电流同相位，功率因数为1 。 86364j 黼j 黼jji 潲渊i9 1 川? ? i 臻 图3 - 7 系统满载仿真 f i g u r e3 - 7s y s t e m o f f u l l l o a d i ns i m u l i n k 北京交通大学硕士学位论文主电路参数设计及系统仿真 3 2 3 突加负载仿真 图3 - 8 突加负载仿真 f i g u r e3 - 8s y s t e m o f n o - l o a d t os y s t e m o f f e l l - l o a d i ns i m u l i n k 图3 - 8 为系统由空载到满载情况下的仿真，一开始空载时，直流电压稳在6 5 0 v ， 02 s 突加负载后，网侧电流的幅值增加，直流侧输出电压减少，在直流电压p i 调 节器的作用下，电压幅值很快回到给定电压值且调整后交流侧电压电流同相位。 3 2 4 突切负载仿真 图3 - 9 为系统由满载到空载情况下的仿真，从图中可以看出：一开始满载时， 直流电压稳在6 5 0 v ，且交流侧电压电流同相位；0 2 s 突切负载后，网侧电流的幅 值减小，直流侧输出电压增加，但是在直流电压p i 调节器的作用下，电压幅值很 快回到给定电压值附近。 北京交通人学硕士学位论文主电路参数设计及系统仿真 幽3 - 9 突切负载仿真 f i g3 - 9s y s t e m o f f u l l l o a d t os y s t e m o f n o - 1 0 a d i ns i m u l i n k 北京交通大学硕士学位论文控制系统硬件设计 4 控制系统硬件设计 基于d s c 的p w m 控制系统框图如图4 1 所示。 盘淹瞰咯 线啦琢 辘i l _ ；乞 电流 输mr o 电联一 惦蛩 谗媸 电壤 按 皇勰 矗瞧 图4 一l 三相电压型p w m 整流器主电路拓扑 f i g u r e4 1m a i nc i r c u i to f t h r e e - p h a s ep w m r e c t i f i e r 由图4 1 可见，整个控制系统按其功能可分为以下几个模块部分： 1 、d s c 系统：主要由d s c 和晶体振荡器、复位电路等外围设备构成，完成 信号采样、控制算法的运算、p w m 信号输出、数据存储等功能； 2 、数字逻辑保护模块：主要由c p l d 构成，完成系统的数字逻辑保护以及f o 的扩展功能等； 3 、检测模块：主要由电压、电流检测电路，故障信号检测电路，同步信号产 生电路组成，它主要完成强弱电信号的转换，以供d s c 采样和c p l d 的保护信号 输入使用； 4 、i g b t 驱动模块：主要由隔离电源、驱动芯片等组成，将p w m 脉冲信号 转换为具有驱动能力的i g b t 脉冲，并在i g b t 发生过流故障时，向数字逻辑保护 模块反馈故障信号； 5 、通讯及人机接口设备模块：主要由r s 4 8 5 通讯接口电路、按键输入、液 晶显示电路等组成，用于系统数据输入、状态检测和远程监控等功能。 各个功能模块在软件的控制下协调工作，根据控制器参数设置，控制p w m 的 主电路工作，从而后级电路提供稳定的直流电压。 4 1d s c 系统电路设计 d s c 选用f r e e s o a l e 的面向控制应用开发的d s p 5 6 8 0 0 系列1 6 位d s p 5 6 f s 0 3 ， 它既有d s p 的高速实时运算能力，又具备m c u 一样的丰富的外部设备，且片内 2 7 尸翮劂 焚v愤一一撵一一 判 北京交通大学硕十学位论文控制系统硬件设计 有专门面向于电机控制设计的p w m 模块：p w m 波的频率可以连续变化，各相 位间的关系可以是边沿对齐，也可以是中心对齐；支持互补输出，支持可编程死 区时间设置；有电压、电流传感器信号输入端，通过信号反馈，补偿因加入死区 时间引起的波形畸变【2 9 】。 如图4 - 2 所示，d s p 5 6 8 0 3 中a d 的= 2 5 v ，p w m 口初始均下拉至0 。 图4 - 2d s p 5 6 8 0 3 原理图 f i g 4 - 2t h es c h e m a t i co fd s p 5 6 8 0 3c i r c u i t 如图4 3 所示，外部时钟频率为8 m ，经内部压控振荡器和锁相环产生8 0 m h z 的总线时钟。 g n du 3 图4 - 3d s p 5 6 8 0 晶振原理图 f i g 4 3t h es c h e m a t i co f m c 9 s1 2 d 6 4w a t c h i n gd o gc i r c u i t 系统在运行过程中为了防止程序进入死循环，需要设计复位电路来保证系统 运行的可靠性。常用的有硬件监控电路和软件看门狗。在此使用专用的监控芯片 北京交通大学硕士学位论文控制系统硬件设计 m a x 7 0 6 r e s i a 图4 _ 4 看门狗电路原理图 f i g 4 _ 4t h es c h e m a t i co fw a t c h i n gd o g c i r c u i t 4 2数字逻辑保护电路设计 在p w m 整流器运行过程中，可能产生的直流母线r e f i i 过厂f 三、直流母线i 乜爪欠 压、输出电压过压、输出电流过流等故障信号，还有许多反映系统状态的j f ：关蹙， 这些故障信号和开关量全部送入数字逻辑保护模块。数字逻辑保护模块通过对故 障信号和丌关量之间的逻辑组合来判断整流器当前的工作状态，在故障时及时封 锁p w m 脉冲，切断输入接触器，保护人员、整流器和后级电路的安全。 由x c 9 5 1 4 4 x l 型c p l d 实现的数字逻辑保护模块框图如图4 5 中所示。 p w m “，输 l 骠饼 图4 5 数字逻辑保护模块框图 f i g 4 - 5b l o c kd i a g r a mo fd i g i t a ll o g i cp r o t e c t i o nm o d u l e 从图中可知，除了前述几种从故障检测电路输入数字逻辑保护模块的故障信 号以外，还有i g b t 模块过流、i