MW风力发电并网逆变器研究与设计.doc

2 MW风力发电并网逆变器研究与设计 摘要：针对兆瓦级风电并网逆变器主电路研制中存在的并联扩容、开关频率较低和LCL滤波器难以优化设计等问题，提出了采用交流侧串接电感再进行并联的均流方案，采用载波移相技术提高变流器的等效开关频率，提出了LCL滤波器的设计原则，并给出了上述设计的理论依据和实现方法。通过对2兆瓦风电变流器主电路的仿真验证了上述技术方案。关键词：兆瓦级并网逆变器、电感均流、低开关纹波电流、载波移相、LCL滤波器1 引 言随着能源紧张和环境问题的日益严重，新能源发电技术，如风力发电和光伏发电等越来越受到人们的重视。风力发电由于单机容量大、成本低，在现阶段更具有吸引力，在世界范围内其总装机容量得到了快速的增长。当前，风力发电正在朝着更大的单机容量发展，兆瓦级机组在国外已经投入大规模商业运行，56兆瓦的机组也已开始试运行。相应的，大容量机组对并网逆变器的容量提出了较高的要求。为了满足大容量的要求，逆变器的并联扩容成为了必然的选择。现有的并联方式主要有功率模块直接并联、功率模块交流侧串接电感再并联和以UPS为代表的系统级并联。但采用何种简单、可靠的并联方式保证一定的均流效果需要仔细研究。并网逆变器会引入附加的谐波，因此注入电网的电流谐波大小是一项重要指标，受到了人们的广泛关注。IEEE Std9292000和IEEE Std.P1547标准1对并网发电的电源系统注入电网电流的谐波做出了严格的限制，总谐波失真（THD）小于5%，3、5、7、9次谐波小于4%，1115次小于2%，35次以上小于0.3%。对于处于线性调制区SPWM或SVPWM逆变器，低次谐波含量基本都能满足标准，而开关频率纹波需要采用低通滤波器进行衰减以达到标准的要求。理论上高的开关频率和低的滤波器截止频率可以获得满意的滤波效果。但兆瓦级并网逆变器受到开关损耗的制约难以获得较高的开间频率。传统的并网逆变器采用单电感滤波，由于其较低的衰减倍率，必须采用较大的电感量才能保证滤波效果，这会导致较大的电感压降，并不适合兆瓦级应用场合。LCL滤波器具有在较小的滤波器参数条件下依然保持较好的滤波性能的优点，但在设计过程中需要对3个参数进行选取，难以做到优化设计。本文针对兆瓦级并网逆变器研制中存在的难点，以2兆瓦风电变流器为目标进行了研究。对于并联扩容问题采用了交流侧串接电感的办法进行均流，对开关频率较低的问题采用载波移相技术9提高了等效开关频率，对LCL滤波器设计问题在进行了深入的理论分析的基础上提出了一套行之有效的设计方法。仿真结果证明了上述设计方案的有效性。2 主电路结构和原理分析 图1是2 MW风电并网变流器的主电路结构图。该电路把风电机组输出的直流电能通过三相半桥逆变电路转换成工频50 Hz的交流电能馈入690 V三相交流电网。图1 2 MW风力发电系统网侧变流器主电路框图2.1 并联扩容 该电路功率为2 MW，输出电压690 V，受现有IGBT功率模块容量的限制，必须采用并联扩容才能满足系统容量要求。本方案采用三台相同容量的三相半桥模块（block）并联，以达到额定容量。现有的并联技术主要有功率模块直接并联、交流侧串电感并联和基于独立装置的系统级并联。所谓器件级并联就是功率模块桥臂中点直接进行并联。这种并联方式最直接，系统结构比较简单，其缺点是均流效果受器件自身特性影响较大。器件间的均流包括稳态均流和动态均流两个方面。所谓稳态均流指的是并联模块开通以后模块间的均流效果，需要采用正温度系数的模块。动态均流是指器件在开通、关断过程中，由于各模块开关速度不一致导致的均流问题。其要求各并联模块的驱动信号拥有良好的一致性，且模块交流侧需要串联微亨级的小电感以抑制开关过程中的电流不平衡。总之，器件级并联均流效果完全由器件本身特性决定，况且微亨级的小电感也不易实现，风险较大。串电感并联是指各并联桥臂中点串联电感后再进行并联。这种并联方式结构稍嫌复杂，但串联电感的引入可以有效改善均流效果。当桥臂串流电感后由于感抗一般都要比IGBT的等效电阻大很多，故模块间的均流效果就主要由电感的一致性决定，受模块自身特性影响很小。另外对主功率布线一致性要求也可以降低，因为线路的等效电感比串联电感小很多。所以串联电感的并联方式风险比较小，是一种比较稳妥的选择，当然，为了保证均流效果，电感量的一致性需要得到保证。而电感在制造过程中电感量的误差一般在5%左右，但均流效果直接由电感量的误差决定，不会失控。另外，这种并联方式还为载波移相的应用提供了前提条件，后文还会进行具体分析。系统级并联主要应用于UPS并联。与串电感并联相比，这种并联方式把控制器一并集成到各并联单元中，消除了控制器的单点故障。并且系统的灵活性大大提高，可以进行简单组合满足各种容量要求。但实际上，在变流器系统中主功率模块是易损部件，数字控制器并不是那么容易出错的。另外，把个各并联模块控制器分散以后对并联系统的协调控制会存在问题。因此，系统级并联方式并不适合本系统。综合考虑上述各方案，器件级并联虽然结构简洁但均流风险较大。系统级并联在控制的一致性方面会有问题，且控制器冗余的意义不是太大。串电感并联虽然结构比器件级并联复杂（但要比系统级并联简单），但均流风险小，还可以应用载波移相技术。因此，本系统采用串电感并联的方式。2.2 载波移相技术图2 3桥臂载波移相原理图对于兆瓦级逆变器，由于主功率模块承受的电压、电流较大，工作环境极其恶劣。为了降低损耗和对散热器的要求，所以一般都采用较低的开关频率，本系统的开关频率为3 kHz。但较低的开关频率对开关纹波的滤除效果会带来较大的负面影响，造成滤波其体积、重量较大，且较大的电感量还会导致较大的基波压降。为了提高等效开关频率，本变流器采用了载波移相技术。载波移相就是把N个并联桥臂的三角载波初相位按载波数在1个载波周期内均分，这样并联点后电流等效开关频率为桥臂实际开关频率的N倍，达到了频率倍增的效果。图2就是3个桥臂载波移相原理图。上方是调制波和3个并联桥臂的移相载波，中间是3个并联桥臂上管的驱动脉冲，下方是3个并联桥臂上管驱动脉冲的合成图。从驱动脉冲合成图可以很明显地看到等效开关频率是实际开关频率的3倍。我们还可以发现，串联电感的存在是实现载波移相的必要条件。从中间图可以看到桥臂1上管开通时桥臂2和桥臂3上管在某些时刻是关断的，也就是它们的下管在这些时刻是开通的，由于并联桥臂接在同一个直流母线上，这就意味着如果没有电感直流母线就会短路。所以串联电感的存在对于载波移相是必不可少的。 载波移相技术虽然成倍提高了等效开关频率，但如前所述，它还会带来谐波环流问题，这不是我们所希望的。过大的谐波环流会导致均流电感上较大的损耗，还会增加功率模块的开关损耗。为了减小谐波环流的影响，均流电感的电感量不能选得太小，这会增大电感的体积、重量和基波压降。所以，电感量的选取需要折衷考虑。2.3 LCL滤波器原理分析 LCL滤波器相比较单L滤波器具有在较小的LC参数下依然保持较好的开关纹波滤除效果的优势。考虑到2 MW逆变器1670 A的额定电流，为了有效控制滤波电感上的压降，电感量的选择必须进行严格的限制，所以LCL滤波器是比较适合本变流器的。图3 LCL滤波器原理图 但该滤波器在设计过程中有三个参数进行选取，很难做到优化设计，给设计造成了很大的困难。由于LCL滤波器在转折频率处有270的相位滞后，对闭环系统的稳定性带来了较大的威胁，所以现有文献2 6主要集中如何对其进行稳定控制方面，而对滤波器本身的设计讨论较少。文献7对LCL滤波器的设计原则进行了讨论，但没有分析电感压降的问题。文献8深入讨论了电感压降、损耗、阻尼电阻和谐振频率，但设计过程过于复杂且没有直接和总的串联滤波电感量相关联。为了合理地进行LC参数的选取，对LCL滤波器的工作原理进行深入分析是非常必要的。网侧LCL滤波器原理图如图3所示。图中，UO为PWM变流器输出电压，US为网侧电压，L1为第一个滤波电感，R1为L1的等效电阻，L2为第二个滤波电感，它包含了电网变压器的漏感，R2为L2的等效电阻，C为滤波电容，R3为电容支路串联阻尼电阻。LCL滤波器的模型可以看成：L2支路和电容支路C并联，它们再和L1串联，L2支路电流就是L2支路和电容支路对串联电流的分流。根据该思路，可以建立LCL滤波器的传递函数。变流器输出UO到输出电流I2的传递函数H（S）为 （1）R1和R2是滤波电感的等效串联电阻，其值较小，为了减化模型，可以将其忽略。这样，（1）式可简化为 （2） LCL滤波器的设计，首先根据性能指标规定的注入电网的开关频率电流幅值和PWM变流器输出的开关频率电压幅值确定电压电流衰减比，然后由（2）式得到满足该衰减比的L1、L2和C三个参数的约束方程。但一个方程中包含三个参数，显然解不唯一，这给设计带来了困难。所以还需要找出L1、L2和C取值变化对滤波性能的影响。 L1决定桥臂电流纹波 由前分析，L1上的电流IS是由L1的感抗XL1和电容支路和L2支路的并联阻抗XL2C决定。电容C和L2并联电路的引入增大了串联阻抗，减小了IS。由于电容C和L2并联支路的引入是为了对开关纹波分量进行分流，为了让高频分量尽可能从电容支路流过，在设计时必须保证XC必须远远小于XL2。这样，并联阻抗XL2C主要由XC决定，而XC是比较小的，所以XL2C不会太大。这样，IS主要由L1自身的感抗XL1决定。 而桥臂电流纹波是不能太大的，过大的纹波电流不仅增大了IGBT模块的开关损耗，还会加大L1的损耗，使电感温升增加，绝缘材料寿命下降。但太大的电感量会造成压降过大，且增大了电感的体积和重量，增加了成本。 L2和C进行分流 电容支路的引入是为了给高频分量提供低阻通路，减小注入电网的高频分量。L2和C构成并联电路对开关纹波分量进行分流，为了保证分流效果，XC必须远远小于XL2。 从减小电感基波压降的角度出发，L2尽量要取小。但这会增大C，降低电容支路对基波的容抗，增加逆变桥的无功电流容量。 L1和L2的比例关系对滤波效果的影响 对于大电流逆变器，滤波电感上的基波压降始终是需要着重关注的，也就是L1和L2的总电感量是有限的。在一定的总电感量下，L1和L2的比例关系对滤波效果也有影响。 若总电感量为L=L1+L2，a=L1/L，则（2）式可转化为 （3）显然，在a=0.5时，a（1-a）最大，（3）式分母第一项的系数最大，即滤波效果最好。 所以，在一定的总电感量条件下，L1和L2的电感量均分可以得到最佳的滤波效果。 谐振频率 并联电容C和L1与 L2的并联构成了并联振荡电路，其谐振频率点为 （4） 在LCL滤波器设计的过程中要避免其谐振频率点和电路的谐波源重合，以防止发生LC振荡。3 主电路参数设计对于IEEE Std.P1547标准，由于本文逆变器采用空间矢量调制，低次谐波是很容易满足要求的，需要考虑的是开关纹波的滤除效果。由于额定功率达到了2 MW，所以开关频率设定为3 kHz。考虑到载波移相技术对等效开关频率的倍增作用，3台block并联的等效开关频率为9 kHz。这样，输出LCL滤波器只需要针对9 kHz频率的纹波进行设计，有效地减小的滤波器LC元件的参数。 由上节已经对L1、L2和C的取值变化对滤波性能影响的趋势进行的分析可以发现，不同的LC参数对电感压降、电容基波无功电流、桥臂电流纹波有直接的影响，需要进行综合考虑。最后，通过仿真对滤波性能进行验证。 总串联电感量在0.2 mH以下 本文逆变器选用1700 V耐压的主功率模块，故直流母线电压不宜超过1200 V，采用SVPWM调制，逆变桥最大基波线电压输出能力为 （5）考虑变流器需要承受的电网15%过压，电感压降最大为 （6）考虑电网过压15%的同时变流器短时过载15%，此时的逆变器输出电流IO=1670 A，则最大电感量为 （7）上式中的为基波50 Hz对应的角频率。 考虑到电感电阻上的压降、为负载动态过程留出的电压余量，总电感量需要限制在0.2 mH以下。 L1不能太小由前分析，在总串联电感一定的情况下L1和L2电感量均分可以达到最佳滤波效果。但本文逆变器输出LCL滤波器的逆变桥侧滤波电感L1由串联均流电感并联而成，载波移相技术的采用只是把并联点以后的输出电流等效开关频率从3 kHz提高到了9 kHz，而流过L1的桥臂电流IS含有大量的3 kHz和6 kHz频率点附近分量。况且载波移相带来了额外的谐波环流问题，且该环流能量较大，不能忽略，这又进一步增大了L1的损耗。所以为了减小L1上的谐波电流幅值，以减小L1和功率模块开关损耗，L1的电感量不能取太小。考虑到上述因素，本文逆变器的L1和L2电感量不进行均分，滤波效果通过改变总电感量和并联电容量来保证。L1根据可接受的损耗设计为0.1 mH，3个均流电感根据并联关系可确定为0.3 mH。 L2尽量取小，C可以适当取大 对于9 kHz的等效开关频率，0.1 mH的L1已经具有较明显的滤波效果，L2和C不需取太大就能够保证最终的谐波含量不超过标准要求。为了尽量减小电感压降，L2尽量取小。根据前面分析的支路L2的感抗和电容支路的容抗的选取原则，小的L2必然要求比较大的C。本系统中，过大的电感压降是要尽量避免的，因此L2的取值原则是在电容不付出太大代价的情况下尽量减小L2。 本文变流器中，L2和C分别设计为0.04 mH、40 uF。电容支路的串联阻尼电阻起到抑制振荡的作用，但太大的电阻值会导致较大的功耗，且会破坏电容支路的低阻特性，降低滤波效果。综合考虑以上因素，电阻值取为0.1 Ohm。 把设计完成的L1、L2、C和R3代入（3）式，可得频率 (rad/sec)相位(deg)101102103104105106107幅值(dB)-135-90-22550-50-180-2700-100100-150图4 LCL滤波器伯德图 （8） 图4是所设计的LCL滤波器伯德图。可以发现，9 kHz处的增益为26 dB，有较好的滤波性能，满足要求。并且，总的串联电感只有0.14 mH，基波压降较小。同时还可以发现在谐振频率点处谐振峰值大于0 dB且有270的相角滞后，是闭环不稳定系统。增大阻尼电阻可以压低谐振峰但会减小衰减率且增加电阻损耗。在本滤波器的设计中，阻尼电阻取值非常小，仅仅把谐振峰控制为一个有限值，而滤波器的闭环稳定性由控制算法来保证。4 仿真结果 为了验证所设计风电逆变器主电路的合理性，对其进行了仿真研究。主电路参数为Udc=1200 V，并联模块数N=3，开关频率fSW=3 kHz，滤波器参数：L1=0.1 mH，L2=0.04 mH，C=40 uF，R3=0.1 Ohm，电网线电压US=690 V，电网电流I2=1670 A。采用的仿真软件为PSIM。 为了验证并联模块不同的开关速度、导通压降对均流效果的影响，在仿真模型中设置block1和2的IPM开关速度比block3的快0.5 us，block1和2的IPM导通压降为2.2 V，block3的为2 V。从图5的桥臂电流仿真波形可以看到均流效果良好，验证了均流效果由串联电感决定的理论。从图5的桥臂电流波形还可以看到桥臂电流中纹波电流较大且频率较低，其频谱成分除了基波和9 kHz谐波外以外还包含了大量的3 kHz和6 kHz的谐波分量。同时还可以发现，在3 kHz频率点处出现了幅值较高的分量，而这在三相无中线系统中本应该是不存在的，该谐波分量就是载波移相造成的谐波环流。并联点以后的电流I1纹波电流很小，拥有较高的波形质量，其频谱只包含有9 kHz谐波，这说明了载波移相的确提高了等效开关频率。I1 的频谱 (A) (A)I11 I12 I13 的频谱 (A) (A)2010060202515580400频率 (KHz)0246810I1 (A)2.0k0.0k-2.0k1.5k0.5k-0.5k3.0k1.0k-1.0k-3.0k1.0k0.0k-1.0k时间 (ms)05101520I11 I12 I13 (A)图5 模块电流、I1的波形和频谱I2 (A)IC (A)3.0k1.0k-1.0k-3.0k1000-1002.0k0.0k-2.0k15050间 (ms)图6 L2、电容电流波形和频谱I2 的频谱 (A) (A)IC 的频谱(A) (A)12840128414106214106200246810频率 (KHz) (A)虽然I1的纹波电流已经比较小了，但还是不能满足IEEE Std.P1547标准的要求，必须引入L2和C进行进一步滤波。从图6可以看到，I2的波形非常光滑，其频谱中的9kHz分量非常小，35次以上谐波的THD只有0.23%，低于标准要求的0.3%，完全能够满足要求。图6中的电容电流波形为I1中的9 kHz分量，这说明电容支路起到了为高频分量提供低阻通路的作用。5 结 论本文以实际项目的2 MW风电并网逆变器为目标，研究了兆瓦级并网逆变器研制中的一系列关键技术。针对容量问题，选择了合理的并联扩容技术；针对注入电网的纹波电流含量问题，提出了采用载波移相技术提高等效开关频率，采用LCL滤波器代替单L滤波器以提高滤波器本身的滤波能力；针对LCL滤波器难以优化设计的问题，在深入分析该滤波器原理的基础上，提出了一套行之有效的设计方法。最后，通过PSIM仿真验证了上述技术的有效性。本文研究的关键技术对其他类型可再生能源并网逆变器的研制具有普遍指导意义。参考文献1 IEEE15471, “IEEE standard for interconnecting distributed resources with electric power systems,” 2005.2 A.V. Timbus, R. Teodorescu, F. Blaabjerg, M. Liserre, P. Rodriguez, “Linear and Nonlinear Control of Distributed Power Generation Systems,” in Proc. of IAS06, 2006,Vol. 2, pp. 1015 1023.3 Qiang Zhang, Lewei Qian, Chongwei Zhang, D. Cartes, “Study On Grid Connected Inverter Used in High Power Wind Generation System,” in Proc. of IAS06, 2006,Vol. 2, pp. 1053 1058.4 R. Teodorescu, F. Blaabjerg, M. Liserre, A. DellAquila, “A stable three-phase LCL-filter based active rectifier without damping,” in Proc. of IAS03, 2003, Vol. 3, pp. 1552 1557.5 E.J. Bueno, F. Espinosa, F.J. Rodriguez, J. Urefia, S. Cobreces, “Current control of voltage source co