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第一章 数字无线接收机的RF结构无线数字接收机的射频结构在最近的十年里，由于射频（RF）集成电路和高速数字信号处理器的快速发展，无线射频接收机的设计和制造得到了迅速的发展。对射频设计者来说，高速的信号处理器加上高性能的数模/模数转换器的进步，使得将更高的中频数字化成为可能。从而进一步减少了射频（RF）部分，并且在整体上提高了射频（RF）部分的性能。图1-1是一个现代无线数字接收机的功能模块框图。这里，射频的模拟部分被限制在信号前端，而几乎全部的基带和中频（IF）处理都是数字实现的。在这一章将详细介绍在射频（RF）和中频（IF）中所应用到的现代方法，这本书的其它章节将进一步介绍数字信号处理和传输数据的解码。在这一章，我们将详述在RF和IF中涉及到的关于使用的软件无线电（SDR）的数字接收机的RF系统结构和信号处理运算原则中的重点。在2-11章中，主要讲述基带解调和同步技术。图1-2列出了在最近几年里，无线接收机中使用到的浮点和定点DSP。定点处理器比浮点处理器的处理速率高，但这样的高速率是以编程的复杂性为代价的。德州仪器最近开发的芯片C64xDSP是用于实现复杂的解码技术，如维特比（Viterbi）译码和特布（Turbo）译码，它能够极大地降低系统的复杂度，使得无线接收机的设计变得更加容易。1.1外插Heterodyne和零插Homodyne接收机的结构软件无线电（SDR）是实现多模多带无线终端的解决方案之一。通常，由于性能优越并且易于实现，大多数军用接收机都是用常规的外插结构来实现的。外插结构需要利用高Q射频high-Q radio frequency (RF)和中频intermediate frequency (IF)电路以及本地振荡器local oscillators (LO)。这将增加接收机的成本、体积和功耗，并且不易集成。作为选择，直接变换接收机direct-conversion receivers (DCR)是一类在成本、体积和功耗方便表现都比常规外插结构都好的接收机。然而，由于一些与设计相关的问题使DCR只能在有限的地方被使用。DCR的限制因素包括LO频率泄漏LO leakage，直流偏置DC offset，I/Q支路不均衡imbalance，抖动噪声flicker noise (1/f noise)，2阶互调干扰2nd-order inter-modulation，还有，必须在线性前端要使用高动态范围的模数转换器。有很多方法可以减小这些在硬件中存在的问题。通过估计和补偿来降低因为使用DSP带来的硬件损伤是很有意义的。这包括一些实际的生产问题，诸如组件兼容component tolerances、老化和labor by reducing the interaction between the DSP and RF subsystems（由于降低了dsp和rf之间的互感引起的labor，这个怎么翻译？）从而实现全自动化生产和测试。因此，这也在真正意义上实现了可重配置终端。最老也应用最普遍的接收机结构就是外插接收机，如图1-3所示。高Q部分high-Q parts，比如在前端的第一中频和镜像抑制滤波器the image rejection (IR) filters，是造成系统难以集成的罪魁祸首。在图1-3中，接受到的RF信号先进入一个预选择滤波器滤波Pre-selection Filter然后再经由低噪放大器low noise amplifier (LNA)放大。接下来，信号被下变频到第一中频，第一中频信号再次下变频到另一个更低的中频上，在这个频带上，信号可以被很好的抽样并且使其满足模数转换器的动态范围。模数转换的抽样速率一般在10-50MHz，并且将得到的数字抽样信号传送给数字下变频器digital down converter (DDC)。DDC将数字中频信号变换成基带信号。然后，利用抽取decimation和滤波技术获得每符号采样的最终数字the final number of samples-per-symbols，这些数字用于最后的解调和比特译码。图1-4、1-5、1-6表示外插接收机在各种商用系统中的应用实例。使用外插结构的接收机最主要的特点是他们的高的频率选择性和镜像抑制image rejection。这些特性是由于使用了high-Q filters 和双变频结构。这种结构的缺点是由于使用了high-Q filters 和双变频结构（有时候甚至是三次变频），使得系统很难集成在一片芯片或者一小块芯片组中。此外，由于双变频结构以及大部分增益集中在射频阶段，系统不得不消耗相当可观的直流能量，所以无法在依赖电池供电的移动设备中的长时间的使用。还有，由于第二中频变换通常与基带带宽相匹配，这就使得这种结构很难在多速率系统中使用，只能强迫设计者使用大的带宽来匹配最高的速率。由于可能使用匹配最高速率的固定带宽来传输低速率的数据，无线信号将更加不敏感，更易受到噪声影响。图1-3说明了这种结构的主要优点：由于信号是通过DDC被数字构造出来的，所以在基带的实部和虚部之间无直流偏置和正交失匹quadrature mismatches。总而言之，由于其基本原理易于理解并且通过现代技术易于实现，外插接收机在非电池供电系统设计工程师中得到了广泛的欢迎。简要的来说，传统的外插接收机结构的主要局限如下：l 体积较大l 高功耗l 难以集成l 固定数据带宽l 无法升级为多速率或多波形系统这些外插接收机的局限性使得设计者不得不选择零插接收机结构。如图1-7所示，零插接收机利用直接变换原则direct conversion principle从而省去了镜像滤波器和中频阶段image filter and IF stages。由于上述原因，使得这种结构的接收机消耗的直流功耗更小并且能够集成在一个单片内。下变频是由一个其频率与接收到的载波信号同频的本地晶振实现的。这种结构将信号能量主要集中在基带而不是在射频部分，这就降低了功耗，并且便于电路设计。此外，由于在RF和IF部分没有预选滤波器，所以信道的预选和大部分的自动增益控制是在基带中完成的，这极大地降低了接收机射频RF部分的复杂度。基带预选功能是依靠一个可调的开关电容滤波器switched capacitor filters来实现的，它可以根据所需数据的速率改变自身的带宽。尽管零插接收机拥有上述的种种优点，但是在某些实际应用中，利用这种结构设计出的直接变频接收机却拥有许多设计上的难点使得他们不是那么讨人喜欢。这些问题大都是由于正交不匹配quadrature mismatches造成的，而产生正交不匹配的原因是因为对变频后的信号实部和虚部分别作基带处理。这种不匹配会产生镜像干扰image interference并且严重地限制了这种接收机的应用。这种不匹配还会对数字调制星座图造成破坏和旋转，因此造成比特的误判。另一个问题是由于与接收信号频率相同的本地晶振和在混频器本地振荡器端的与射频端the mixer LO-port和射频端混频器RF-port of the mixer之间有限的隔离造成的。这将导致本地振荡器自混频产生一个很大的直流偏置。还有一个问题就是抖动噪声flicker noise，它与用于RF和基带部分的半导体设备有关。这种噪声在0Hz到几百KHz的范围内呈指数分布，在这个带宽内通常传输的是基带信号。幸运的是，正交不匹配Quadrature mismatches，直流偏置和抖动噪声都可以被减小或者被限制，这只需要对图1-7所示的结构做一些小小的修改，利用基带DSP算法估计、追踪并减小这些损害。在详细介绍这些技术之前，让我们先看看镜像抑制接收机the image rejection receiver结构，这是另外一种直接变频接收机DCR。1.2镜像抑制接收机the image rejection receiver镜像抑制混频器the image rejection mixer 作为一个介于零插接收机和数字变频接收机之间的折中方案，很好的在某些有限的领域里得到了应用。有两种类型的镜像抑制接收机the image rejection receiver。这两种接收机都利用三角恒等式（相位）来消除镜像。因此，可以不再需要大型的前端镜像抑制滤波器the large, bulky front-end image rejection filters 而只需要保留一个很小的RF部分。第一种镜像抑制接收机是the Weaver receiver,如图1-8所示。这里，我们假设两个下变频正交信道在正交相位是匹配的并且幅度相同，这种额外的变换和正交求和将获得一个镜像（图中黑色频谱部分），它在求和汇接点处在相位以外out of phase at the summing junction，同时，所需的信号（图中灰色频谱部分）在相位内部。当上下支路加和时，镜像被完全的去除而有用信号被双倍加强了。第二种镜像抑制接收机叫做the Hartley receiver，如图1-9所示。the Hartley receiver 在原理上与the Weaver architecture很相似，但它去除镜像的方法是利用顺时针90度相位旋转代替频率转换。这种方法省去了额外的频率转换。由于90度相位旋转是利用电阻和电容来实现的，所以它只能在一个很窄的带宽内保证精确的正交匹配，从而限制了接收机的频率范围。当最后的中频是非零值时，Hartley和Weaver结构都会受到正交不均衡和直流偏置的影响。尽管如此，这两种结构都已经在商用接收机中实现了成功的应用。下面举例说明在Hartley型镜像抑制接收机中的镜像抑制原则。假设在带有90度相位旋转的上支路上的有用信号可以表示为：并且镜像信号为（song个人意见：flofim时，sin(fim-flot= -sin(flo- fimt)）经过90度相位旋转后，利用，有用信号变为：并且镜像信号变为同理，正交信道上，下支路上的有用信号为：并且image信号为将两支路如图1-9中加和后，结果信号为（个人意见：式1-2、4、6不存在）求和时应该是(1-5)-(1-3)）因此，如果在图1-9中的两个支路上没有正交不匹配，那么90度相位旋转的结果就是去除image同时只保留有用的IF信号。90度的相位旋转是由电阻电容搭接的模拟电路实现的，因此会出现一些由于元件老化，温漂和窄的频率响应造成的问题。图1-10给我们展示了一个利用Hartley结构实现的接收机集成芯片。集成是获得一个可重复利用的90度相位转换支路的紧耦合tight tolerance的方法之一。1.3 数字下变频和采样抽取原则现代RF接收机中最为基础的部分之一就是数字下变频，它将过采样的数字IF信号的转换成基带信号并且以某种方式从过采样信号中抽取，从而实现一个更低速率的抽样信号。图1-11是一个普通数字下变频器的原理框图。这里，被数字采样的IF信号被分成奇数和偶数采样。假设NCO和接收到的载频之间没有频率偏差，这些样本通过一个数字乘法器进行复数乘法运算就可以形成基带信号。结果同相in-phase和正交quadrature phase支路都将是真正的基带信号（中心频率是0Hz）。正交输入信道的速率比较高（一般都比IF高4倍）。通过采样抽取对每个符号进行一个更低速率的采样(1/8,1/16,1/32,etc.)，这样，接下来的DSP就不必花更多的力气来进行解调计算，同时信号所携带的信息却没有丢失。DDC中的同相支路NCO信号可以由下面的数学表达式表示：同时，正交支路的信号为：如图1-11所示，DDC的采样速率与中频频率速率之比为，是过采样。有一种方法能够简化DDC的计算过程，那就是采样速率是中频速率的4倍。将代入式1-8和式1-9中，同相支路NCO信号变成：同时，正交支路上NCO信号变成通过检查1-10和1-11，我们知道，NCO的正弦曲线只能到达取值为（0，-1，1）这三个点。这一点是非常有帮助的，因为如图1-11中所示的乘法器可以通过采样序列奇偶位串并变换来实现。因此，在图1-11中的DDC就变成了一个自由乘法器单元。为了强调这一点，在图1-11中，假设接收到的中频抽样信号以4倍于中频的抽样速率被送入DDC中，并由下式表示：此时，同相NCO下变频信号为： 则同相之路上的数字下变频后的抽样信号（基带）为这里，只用到了偶数序列部分，在奇数位置上添零，并且在相应位置上按照式1-13将数据置反。同样，在正交支路上，NCO序列为：结果，数字下变频后的正交（基带）信号为：一种常见的商用DDC芯片是Analog Devices出品的AD6620和Intersil出品的HSP50016。对AD6620来说，频率转换阶段是由一个32位复数NCO完成的。在频率转换后面是一个固定系数的高速抽取滤波器用来降低抽样速率，其抽样速率比可以在2-16的范围内调节，通过一个2阶层叠集成梳妆状滤波器（CIC2）构成。在CIC2后面是第二个固定系数抽取滤波器，它主要由一个5阶抽取滤波器（CIC5）构成，它进一步降低抽样速率，可编成抽样速率比的范围是1到32。显然，数字下变频的工作就是将频率转换到基带速率，同时，对高过采样基带信号进行抽取，以满足接下来DSP的要求（载波恢复，AGC，解码）。抽取器与FIR低通滤波器LPF一起定义了基带的带宽（i.e. 信道预选）并且降低了不必要的抽样速率，如图1-12所示。显然地，这里的抽取比M能够被用来控制null-to-null频率带宽，计算公式如下： CIC的频率响应如下式所示这里，M是CIC的抽取比，N是CIC的阶数。图1-12显示了5阶和2阶CIC在某些抽取比上的频率响应。注意到抽取器频率响应曲线上有一个凹槽，那里的频率基本满足等式，对接收机来说这是非常有帮助的。因为这是其中的一步，预选信道可以定义在这个频率上。since this is one of the stages at which channel pre-selection can be defined.利用这个凹槽频率的方法是将有用信号的镜像image或者其他不需要的激励放在这个凹槽频率内。在图1-11中的LPF是降低由于抽取滤波器产生的边带圆顶峰值side lobes所必需的，这些side lobes将产生一些相邻信道干扰。举例说明一下，假设图1-11中的下变频器要将一个已调IF为100MHz的信号转换到1.2288MHz的基带速率上。DSP解调和位解码器的抽样速率大约是比特/码片速率的4倍。在设计抽取滤波器和FIR滤波器之前先为抽取比做一个初步的选择，让我们假设过采样因子为40，因此A/D的采样速率为fs=49.152Msps.对以抽样100MHz的中频信号来说，产生的IF信号谱在第一奈奎斯特带宽内重叠了。结果，DDC获得的数字中频频率为所需的4倍码片速率采样four times the chip rate samples和FIR滤波能够通过使用两个连续的抽取器来实现。第一个二阶CIC抽取器的M值等于4，接下来的是一个5阶抽取器M=10。如果第一个CIC抽取器的抽取比M=5，它的凹槽频率是。接下来，如果第二个CIC抽取器的抽取比M=2，相应的凹槽频率为。显然地，合理的设计M值就能够利用它来确定凹槽频率的位置从而抑制抽样时钟和已知的固定干扰。因为在图1-11中的两个CIC滤波器有很宽的带通，因此，当使用小的抽取比时，那些通过硬件滤波器（IF 滤波器）的镜像和邻近信道抑制只能通过信道最终FIR可编程滤波器来滤除，这个滤波器通常是由64至256阶的高阶滤波器构成。像这样的滤波器可以提供高达60dB的邻近信道衰减，因此，可以达到大多数蜂窝移动无线接收机cellular and short range radio receivers的要求。1.4 可供选择的数字变频接收机解决常规零差结构存在的问题的一个很好的方法就是使用“近零中频near zero IF”接收机结构，就是通常大家所熟知的低中频接收机low IF receiver。这种结构将射频信号变换到一个很低的中频上，以至于只存在很小的基带失调mis-tuned to the baseband，于是很好的消除了直流偏置和抖动噪声的存在（见图1-13）。这种结构保留了零差结构的优点。低中频通常是一到几个信道。举例来说，在GSM手机中，低中频只有200到300KHz。这种结构的一大优点就是因为低中频带通的小数带宽fractional bandwidth很大，使得这种结构同样适用于低Q low-Q components 的情况。在图1-13中可以看到，已采样的低中频信号通过外加的一个数字下变频转换到基带。在A/D输入端存在的邻近信道是所需信道的镜像。由于数字下变频器没有混叠也没有去除镜像，因此复数下变频器的作用很像一个Weaver 混频器mixer.图1-13中，低中频结构的另一个吸引人的特点就是在第一个本地时钟处使用的锁相环，它可以看成是粗同步coarse oscillator而数字下变频可以看成是将窄信道向基带的精同步fine-tune the narrow channel to baseband。这简化了第一本振的设计，因为在锁相环中可以很方便的利用高频的参考频率。这会增加环路开关时间并且拓宽环路带宽，从而在相位噪声方面有更好的表现。This simplifies the design of the first LO since it can facilitates the use of high reference frequency in the PLL, which increases the loop switching time and broadens the loop bandwidth, resulting in better phase noise performance.然而，这种结构最主要的缺点之一就是会受到正交失匹的困扰，因为正交低中频是在两个独立的模拟信道上被数字化和滤波的。同时，加入在A/D输入端的镜像和干扰没有很好的滤除，那么接收机的灵敏度会被降低由于这些原因，在低中频接收机上使用的A/D需要一个很高的动态范围（更多的比特位和更快的采样频率）来保证接收机足以应付邻近的信道和干扰。另一种由零差接收机产生的同样适合集成的分支是双变换宽带中频接收机double conversion wideband IF receiver，如图114所示。这里第一混频是由一个固定的本地振荡器构成的，它把所有有用的信道整个下变频到一个宽带的中频上。这样的下变频在变换过程中仍然保留独立信道之间相互间的位置关系不变，接下来，这些有用信道通过次级的复数模拟混频器和精调协的振荡器再次下变频到基带，从而获得基带上的有用信道。由于第一振荡器不是工作在载波频率上，所以没有直流偏置和抖动噪声。又因为第一振荡器是固定频率，所以它可以用高稳定的高Q值的highly stable and high-Q Surface-Acoustical Wave (SAW) 滤波器，从而获得低的相位噪声。由于第二本振工作在低频状态，所以它的相位噪声也很容易控制。然而，不象如图113所示的滤波器那样，这种结构会产生两次正交失匹，因为有两次正交模拟转换。1.5正交失匹和镜像抑制Quadrature Mismatch and Image Rejection为了分析在图113，114中的接收机中正交失匹造成的影响，我们首先从镜像的数学表达式开始，镜像的产生是由于正交幅度和相位的不匹配造成的。假设由图113的接收机收到的RF信号为：在图113中使用的正交本地振荡器存在正交幅度不匹配，假设其系数为，同时相位不匹配为，则有接下来，通过将118和119相乘来实现正交下变频，如下所示显然的，假如没有正交失匹，即，等式120获得最大振幅复数信号，其中实部，虚部为。然而，由于正交不平衡的存在，如图115所示，在星座图上能描绘出在复数基带上数字抽样信号的轨迹，它们已经从最佳位置处产生了偏移，这里幅度失匹为，同时相位失匹为degrees。由于这种失匹，接收机的镜像抑制被削弱了。对120做变换可以得到下面的关系式镜像抑制比的大小IIR可以通过在121中获得的镜像信号（负半轴频率）与有用信号（正半轴频率）大小之比来表示。即进一步简化得仿真正交失匹对图113所示得接收机数字调制造成得影响的一种方法就是计算机仿真，使用得是如图116所示的模型。等式123只适用于在单阶模拟转换的失匹情况，如图17和113所示。对于双变换结构，例如在图18的镜像抑制接收机和图114中所示的双变换宽带中频接收机，等式123要做一定的修正，因为要包括第二个正交模拟下变频产生的正交失匹。图117是图19和114中的双变换接收机结构的正交失匹模型。在这种情况下，镜像抑制比用下式表示这里，是一阶和二阶正交下变频的失匹之和。是正交幅度不均衡因子。图118是对现在商用的二阶正交下变频接收机中可忍受的适度失匹情况进行研究后，得到的相关曲线图。在图中，我们可以看到，假如镜像抑制比要求在35dB，那么最大的相位和幅度失匹必须分别小于。1.6 正交不平衡的冲击对接收机误比特率Impact of the Quadrature Imbalances on the Receiver Bit Error Rate接收机I/Q不平衡的冲击可以用接收机误比特率的变坏程度the degradation in BER来衡量，这是因为造成了信息丢失和符号旋转。带正交幅度不匹配的QPSK信号的标准的误比特可以通过计算每符号的能量的改变而得到，符号能量的改变是因为由于失匹造成了幅度的降低，具体数学表达式为图119（左）显示了由于幅度不匹配造成QPSK信号误比特率变坏的图线，幅度失匹程度分别是10%,20%, 30%, 40%, and 50 %。注意在失匹达到20时，这是一个非常典型的低成本正交下变频器，误比特率因为正交失匹而变坏的程度小于1.0dB。同理，可以得到正交相位失匹冲击对BER的影响。假设相位失匹很小，则这个很小的相位假设可以被利用。失匹的剩余作用被认为是一种比特能量的流失，并且正比于。因此，通过近似，相位失匹造成的BER变坏可以由下式得到图119（右）显示了由于相位不匹配造成QPSK信号误比特率变坏的图线，相位失匹程度分别是0，5，10，15, and 20。图中显示，为了保证变坏程度小于0.5dB，正交相位失匹必须小于5度，这也是低成本正交下变频的典型规格。1.7 时变和静态（时不变）的直流偏置Time Variant and static (time invariant) DC Offsets如图17所示，由于在本振混频端的本振频率泄漏，随时间不发生改变的直流偏置会对接收机的性能造成损害。频率泄漏的问题是由于有限混频器本振与射频隔离finite mixer LO-to-RF isolation,底层辐射substrate radiation, 和电容性与电磁性本振耦合capacitive and magnetic LO coupling等引起的。本振的自混频可以用一个正弦本振信号的平方来表示，即上式清楚地表明自混频产生了一个直流分量和一个相应的两倍的本振LO频率的高阶分量。直流分量能够为接收机的输入端加上毫伏级的电压，而此时接收到有用RF信号也是毫伏级的，因此使得载波干扰比上升到。最坏的情形式当LO频率泄漏进入到低噪声放大器LNA，由于LNA的高增益，将产生一个很强的直流偏置，这会使后面的A/D达到饱和。直流偏置也可能由一个很强的带内干扰引起，当频率泄漏发生在从LNA输出到混频器的LO输入端，这会产生自混频并因此产生一个基带内的直流偏置。在如图113和114中所示的接收机中，由于在基带内使用的非线性部件会在相邻信道之间产生二阶互调干扰，因此也会产生直流偏置。举例说明，假如二阶互调干扰能够被一个有三个非线性分量的多项式表示，输入信号为进入该非线性系统，这里是所期望的信道。在这种情况下，非线性系统输出将包括所要的信道信号，直流分量和高阶分量，如下所示其中，分量之比是二阶输入截点。为了将直接变换接收机中由带内干扰引起的直流分量和高阶分量最小化，不得不最大化（例如，使用更高的基带设备）。二阶非线性也可能因为相邻信道的存在而产生。举例来说，考虑到直接变频接收机的输入信号为这里，和是两个相邻信道。当这样一个信号通过一个二阶非线性系统后，会产生带有fch1和fch2的和与差的分量。由于中频是零，这些不同的频率为和的正弦分量将产生一个带内干扰，而他们的和将产生另外对第三个相邻信道的干扰。这再次强调了在基带接收机中二阶互调干扰的重要性。避开二阶互调影响的方法之一就是利用平衡的微分电路组件（图17中用双线表示indicated by the double lines of Figure 1-7），高设备，完善前端到基带的隔离和优秀的PCB板层设计。一个时变的直流偏置通常是由于多普勒频移造成的。这种DC-offset会产生频率扩散，所以只通过DSP的方法就能够成功的估计，跟踪和去除这种频率扩散。The frequency spread is dependent on the relative velocity with respect to the stationery or moving emitted LO from the receiver frontend port (i.e., antenna).1.8去除直流偏置的算法DC Offset Removal Algorithms去除静态直流偏置的一种方法是在下变频后使用高通滤波器HPF。这个方法是十分实用，但是，只有当调制信号在直流及其附近频带内不包括重要的谱信息才可以实现【10，12】，比如说频移键控FSK波形信号，或者象扩频之类的宽带调制。举例来说，【12】中显示了当使用一个截频点是扩频码片速率的0.1的HPF后，只有不到0.2dB的误比特率的损失产生。For example, 12 showed that less than 0.2 dB of bit error rate deterioration was present when using an HPF with a cut-off frequency on the order of 0.1% of the spread spectrum chip rate.在TDMA中，使用多个HPF，但是由于使用了大容量的电容，所以会减慢接收机环路到达稳定状态的时间。所以，在TDMA突发传输的最初阶段。误码率很高。此外，使用大电容还不利于接收机的片内集成，这是因为电容在物理层上的面积需要产生的。在【10，11】中有一个选择使用HPF的例子，在那里的TDMA系统中，直流偏置就是通过使用一个电容消除的。这个电容在TDMA突发传输的空闲阶段吸收并储存直流电荷，接下来这个直流电荷的数值在下一次突发传输开始之前被很快的测量出来，这样在下一次突发传输的时候，系统就在模拟接收部分先减去相同的直流偏置数值。图120是另一个不同的接收机。这里直流偏置是利用对输入的标准语音进行DFT变换得到的。where the DC offset is estimated using the discrete Fourier transform (DFT) of an input calibration tone。图121是建议的去直流结构框图。他用来检测A/D的the most significant bit (MSB)，MSB可以显示由于直流偏置产生的饱和度。当直流偏置不会使得A/D饱和时，基带DSP利用插入到数据前端的测试语音信号test tone injected in the front-end of the receiver估计出正交抽样信号的平均值，这个数值与直流电平相关。接下来，这个值被反馈到A/D之前的模拟电部分与输入信号相减。时变的直流偏置时通过基带内的DSP结构将估计值前馈给A/D的输出除去的。图120是一个商用接收机直接变频芯片，其作用与去除直流偏置相似。1.9语音辅助的正交失匹估计和补偿一个在DCR中用于估计正交失匹的普遍使用的技术就是利用在接收机前端插入的标准语音信号。通过测量镜像和实数部分的标准信号电平，可以获得一个调整值，将其反馈给去相位旋转单元并且调整与同相路径相对应的正交路径上的幅度。图121就是这种方法在图113所示的低中频接收机low IF receiver中的应用。假设包含失匹因子的正交本振信号为相位失匹通过一个插入的频率为接受信道中心频率的语音信号来估计。镜像和有用信号成分的大小在基带部分被得到，并用来估计相关的失匹参数 and ，如图121所示。正交相位失匹的估计值由下式决定：同样，幅度失匹为这里是已被测量出的标准语音电平有用信号的实部和虚部，和是镜像信号的实部与虚部。使用式131和132中的方法估计幅度失匹成分，如图121所示角度的失匹成分为当,式33和34可以得到大于50dB的。1.10频域内的正交失匹估计和补偿利用标准信号的DFT Discrete Fourier Transform系数估计正交失匹和直流偏置的另外一种方法如图122所示。这里接收到的标准语音被抽样并且送入DFT中，在这里二进制数被计算从而估计出直流偏置和正交失匹。为了进一步说明这种方法，我们假设标准语音被正交下变频到一个含有直流偏置的低中频上，如下所示和这里，是低中频中标准语音信号的频率，是用复数表示抽样后的低中频信号时表示直流偏置的实部和虚部。接下来，频率为的测试语音信号以频率为的速率被抽样，结果得到下面的正交信号：和表示抽样序号，表示任意的相位移动。将等式37和38中的采样送入一个4点的DFT进行如下变换这里，。将39式展开，S(0),S(1),S(2)和S(3)这四个数被用来估计直流偏置和正交失匹。利用第一个复数S(0)，可以得到直流偏置的实部和虚部。即接下来，其他三个数据可以得到正交失匹的补偿系数，如图122所示利用42，43中获得的失匹误差估计，可以得到补偿后的同相信号:同样补偿后的正交相位信号为利用计算机仿真图122的系统，并且执行等式44和45的运算。图123显示了4种不同的正交失匹情况下的系统性能。从图123的结构中可以看出，这个系统可以在角度失匹很小而幅度失匹80的情况下仍然可以得到正确的估计值。然而，对于大的角度失匹，大约10度左右，这个系统就会失去它的作用。图121和122中的系统都存在一个相同的缺点，就是他们都只能对单一的频率进行正确的估计，这个频率就是标准语音信号的频率，通常非常接近信道的中间频率值。对于一个宽带多信道系统，这两个结构都不适合。提高这两个系统的性能从而适合域宽带多信道系统的方法之一就是使用多个标准语音。相应的，补偿网络也要从单一常数乘法转换为频率依赖型的数字补偿网络，从而能够在多个频点偏置的情况下实现正交失匹补偿。多标准语音的频率可以是奈奎斯特带宽的分数，比如说这能够通过Pi和Ei产生一簇修正系数，这里i =1, 2, 3, 4。这些估计值被用来综合成一个数字的有限冲击相应滤波器FIR，如下所示和式147和148的补偿输出就可以用来修正图122所示的系统了。 1.11正交失匹估计和补偿导论图121和122所示的系统的另外一个主要缺点就是他们需要外加硬件电路来实现标准语音环路。同时，如果正常的接收信号的过程没有停止，那么校准就不可能发生，即，通信不能保持连续。图124介绍了一种不使用标准语音的失匹校正方法，并且这种方法在估计失匹误差和进行校正是仍然可以接收信号，保证了通信的连续性。如图124中I/Q失匹的估计和校正方法的原理是基于I/Q两路信号之间的正交特性。因为一个完全平衡的MPSK调制信号的实部和虚部是正交的，所以如果存在正交失匹，那么这个正交性就被破坏了。基于这个原则，一个简单的方法就是从MPSK调制信号的实部和虚部的自相关函数中估计幅度失匹，如图124所示。按照最小均方误差法the least mean square error method，估计的误差可以通过反复使用噪声去除滤波器得到【6】。正交校正信号为这里角度校正参数是利用两条支路绝对值相减的结果得到的。可以通过下面的等式递归计算得到幅度校对参数是利用两条支路交叉相乘的结果得到的。如下所示 这里是一个集中参数。举例说明，如图125所示，相位和增益不匹配都会造成正交失匹。图126显示的是如等式150和151所描述的接收机的性能，此时，幅度失匹达到60%。补偿汇聚与200个采样之前，如图126所示。对于角度补偿，图127说明了是150中集中参数0.001时的性能。1.12在镜像抑制接收机中的正交失匹估计和校正上面所讨论的大多数技术都能够扩展到实现对图18，19中的镜像抑制接收机的正交失匹的校对。图128就是一个建议的校正Hartley接收机的结构框图。如图中所示，这种接收机是基于一个能够测量上下支路之间的正交失匹的数字矩阵的，校对之后再抑制镜像。假设输入到正交下变频的RF信号是假设增益后的有用信号（上支路）the signal that enhances the desired signal (upper branch)为这里是抽样后的镜像是抽样后的有用信号。可以认为增益后的下支路the lower branch enhances the image这里和是与正交失匹相关的系数，可以由下面的等式表示这里是正交幅度失匹是正交相位失匹。所以，镜像抑制比可以由计算得到。为了实现镜像抑制的最大化，数字处理过程包含了一个互相关系数计算器，通过对修正后的互相关系数的计算来测量失匹，如图128所示将和的数值带入155得由上式可以看出，只与正交失匹相关。在50中的互相关系数将被最大化，如果被最大化，它是和的互相关值的总和。带有有用信号的镜像成分，通过减去与互相关系数相乘得到的结果，就能够完全的出去。即将、和的数值带入157,则输出信号可以表示为从该式中可以看出这个补偿结构只稍稍削弱了一点有用信号，但是抑制了镜像倍。1.13数字发射机结构在详细介绍不同的发射机结构之前，我们先举例说明一些将基带信号数字上变频到中频或直接变频到最终的发射载波上的基本原则。简单的来说，数字上变频的过程就是图111中所示的数字下变频的逆过程。这里基带抽样信号通过一个正交的NCO和复数乘法器被忠实的从零中频（基带）搬移到任一个中频或直接搬移到载波频率上，如图129所示。从数字上变频器输出的信号为这里和是将被搬移的基带抽样信号。由于采样频率是4倍于中频的，即，所以同相信号可以简化为这些都是利用一个乘法器的自由过程通过对采样信号，按照在数字上变频中讨论的顺序一样，循环不断地转换或者过零采样就可以实现了。Which can be implemented using a multiplier free process by cyclically inverting or zeroing samples according to the sequences discussed in the DDC in Figure 1-11.在一个实际的系统中，基带信号被上采样并成形为传输数据时所定义的带宽谱上。作为一个说明性的例子，假设基带数据速率为64kbps通过如图129所示的系统实现上变频过程。数据被分为奇数和偶数序列两个数据流，然后分别进入I/Q支路，此时，I/Q支路上的数据速率为32kbps。两个基带滤波器用来对数据流的频谱进行成形滤波。通常来说，这些滤波器是一个低通的升余弦滤波器，其特定的滚降系数被严格地确定了从而能够控制信号的带宽a root raised-cosine filter (RCF) 16 with a specific roll-off value that is specified to control the signal bandwidth。对这个例子来说，滤波器的采样频率是数据速率的10倍，所以成形滤波器输出的采样后的数据速率是320kbps。如果中频需要的是5到20MHz，那么还需要一个参数为M12的插补模块，这样就可以形成一个频率为3.84MHz的中频信号了。商业上，有几款DUC芯片是可以看到的。The Graychip (recently becoming part of Texas Instruments) GC4116是一个4端口的上变频器芯片quad up converter chip。在基带信号进入乘法器与NCO相乘之前，它分连续的三步对基带信号进行处理。第一步是一个由2个FIR滤波器完成的63阶可编程系数的插补【19】。第二步是由两个CIC滤波器完成的插补。第三步是一个插补比从8到1448可编程的CIC插补。这样就可以完成从32到5792所有的插补。这款芯片在设计上可以达到100MSPS的运行速率。而Analog Devices与之相竞争的芯片就是AD6623【13】这款芯片也是三个步骤。第一步是一个可编程的FIR，它可以由一个对输入信号进行M2插补的低通升余弦滤波器来实现。第二步是一个5阶的CIC，其插补因子可以从1到32。最后一部是一个2阶CIC插补滤波器，其插补因子可以从1到4096。对DUC的讨论除了上述的内容以外，还有三个当今正在使用的经典的发射机结构，即如图130到132所示。一个常被使用的非常流行的发射机结构就是中频调制上变频发射机拓扑，如图130所示。这里，基带信号被数字上变频到中频以后，在正交调制器输出端后面的中频滤波器用来抑制中频信号的谐波。信号接下来经过模拟上变频形成最终的射频载波信号，最后经过放大后送到天线上。这个结构在体积和价格上都是巨大的，并且不可能将整个发射机集成到一块单片芯片上，因为中频和上变频滤波器在体积上都是很大的。然而，由于正交调制可以在低中频上实现，这使得为了得到精确的调制星座图所要做到的控制正交失匹，滤波和增益控制都变的更简单。通常来说，发射端的谐波滤波器要求有一个50-60dB的谐波抑制带。在中频之前用到的滤波器是为了放宽对谐波滤波器的要求。降低图130这种拓扑结构的成本和体积的一种方法就是只使用单一的上变频模块而去掉中频部分，采取直接调制结构，如图131所示。这里基带信号直接调制到载波。因为本振是工作在载波频率上的，所以在功率放大器PA的输出端和调制器之间的有限的隔离会引起很严重的问题使得注入功率下拉injection pulling。因此，为了避免PA下拉的问题，工程上建议本振工作在两倍于RF载波频率上，然后在正交混频器芯片中使用一个2分频来获得正确的本振频率。这种拓扑结构的另一个不太引人注目的特点就是PA的输出功率动态范围受到载波扇入？“feed through”的限制。所以控制PA驱动功率的一个可供选择的方法不得不被采用。然而，由于没有使用中频滤波器，这种发射机拓扑结构能够被集成在一个芯片内，并且最后的谐波滤波器可以是一个分开的独立模块。为了绕过在图130和131所示的发射机结构中位于PA输出端大体积的谐波滤波器的使用，可以使用偏移锁相环发射机Offset-PLL transmitter，如图132所示。这种结构在某些情况下也很受欢迎，这时候Offset-PLL所用到的本振与接收机主要使用的本振相同。这种结构非常有吸引力的一点就是锁相环的工作方式就好像一个窄带的BPF，恰恰滤除了谐波频率，因此在之前的发射机拓扑结构中使用的大容量高Q谐波滤波器the bulky high Q harmonic filter就不再需要了。同时利用offset-PLL作为接收机的本振也降低了无线电发射机的复杂程度和成本。与130和131中的外插接收机相比较的另外一个优点是输出信号不会受到偏移混频器的高噪声干扰。The other advantage over the heterodyne architectures in figure 1-30 and figure 1-31 is that the output is protected from the high noise figure of the offset mixer.这就排除了在发射机的输出端使用大型的谐波滤波器的需要。Offset-PLL transmitter仅限于在相位调制信号系统中使用并且不能用于发送QAM信号。最近，集成的极点调制器Integrated polar modulators已经受到了一些欢迎。1.14数字发射机的正交失匹正交失匹也会在如图130和131这样的发射机中出现。这两个拓扑结构都使用模拟的正交混频器这会产生正交失匹并且变化产生出一些额外的频率。而这些问题不会在图132的结构中出现。举例来说，商用系统中，一部分的RF2484 device from RF Micro Devices (USA, NC)会产生大约1度的相位失匹和2%的振幅失匹。如果这种发射机用来传输恒包络信号，诸如连续相位频移键控和连续相位调制continuous phase frequency shift keying (CPFSK) and continuous phase modulation (CPM),。正交失匹在这样的发射机中会产生不期望出现的功率峰均比PAPR的问题。图133显示了对峰均比的模拟仿真。这里传输的是正交调制的常包络CPM信号，其幅度失匹高达70%,相位失匹20度。显然，图132中的发射机拓扑比起130和131是更为合适的选择，因为它能够在不使用大容量的谐波滤波器的情况下实现谐波抑制，并且能够准确的对常包络信号进行调制。为了强调正交失匹和直流偏置对数字调制器的影响，假设从数字调制器中输出的基带信号如前所述为这里，式161中的基带信号分量有一些小的直流偏置，即和，同