TL431芯片资料及应用.doc

TL431芯片资料及应用TL431精密可调基准电源有如下特点：稳压值从2.536V连续可调;参考电压原误差+-1.0%，低动态输出电阻,典型值为0.22欧姆输出电流1.0100毫安;全温度范围内温度特性平坦，典型值为50ppm;低输出电压噪声。TL431的具体功能可以用下图的功能模块示意。TL431的器件符号和功能示意图由图可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近VI（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮组的。正确偏置TL431可获得更好的输出阻抗TL431在开关电源(SMPS)反馈环路中是参考电压。该器件结合了参考电压与集电极开路误差放大器，具有操作简单和成本低廉等优点。虽然TL431已在业内被长期广泛采用，但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流，以致在无意间降低产品的最终性能。TL431的简化电路图如图1所示，图中包括了驱动NPN 晶体管的参考电压和误差放大器，在该封闭的电源系统中，一部分输出电压一直与TL431的Vref(参考电压)进行比较。图1 TL431等效电路图图2 SMPS简化直流模型（不考虑输入波动）影响的电阻分压器进行比较，可得到输出电压的理论值为Vref/。然而，整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压，如下式所示，其中每个希腊字母均表示一个增益，RSOL表示开环输出阻抗。a转换器简化直流模型如图2所示，Vout与Vref通过受传输率Vout=(Vref-Vout) G- RSOLVout / RL (1)Vout= VrefG/(1+G+ RSOL / RL) (2)静态误差=Vref/- Vout= Vref(RSOL+ RL)/ (RSOL+GRL+RL) (3)从式(3)中可看出，增大增益的值有助减小静态误差，提高输出电压精度。受增益环路影响的另一个重要参数是输出阻抗，系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。任何发生器均可简化为它的Thevenin等效，即一个电压电源Vth (空载时测得的Vout，即令式2中的RSOL / RL =0)与一个输出阻抗Rth的串联电路。设当负载电阻RL为闭环输出阻抗Rth时，输出电压Vout可减小至Vth/2，以此来计算输出阻抗Rth，也可将其表示为RSCL。令Vth/2 = Vout求RSCL，由式(2)可得：VrefG/(1+G)/2=VrefG/(1+G+ RSOL/Rth) (4)RSCL = RSOL/(1+G) (5)由式(5)可得出如下结论：1. 如果直流误差放大器的增益较大，且DC 较高，则RsCL接近于零； 2. 进行了补偿，所以，当增益随频率增大而减小时，RSCL开始增大。阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感；b由于对反馈返回路径 3. 当增益降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同，均为RSOL。此时，系统开环工作。 因此，为了减小静态误差，并降低转换器的动态输出阻抗，大多数SMPS 设计人员会在设计中保持较大的直流增益值。这里的直流增益由TL431提供，可以采用如图3所示的纯积分器配置进行连接。图3 使用传统的分流稳压器配置连接TL431A(最大值)，以减小因偏置而引起的Rupp误差。对于12V输出电压，假设m假设图3中的Rbias不存在。首先计算分压器网络Rupp和Rlow，桥接电流Ib应大于TL431参考引脚的偏置电流6.5 Ib=1mA。由于TL431通过Rlow施加的电压为2.5V，而Rupp施加的电流为1mA，因此可以计算出Rlow为 2.5 / 1m = ，而Rupp则等于(12-2.5)/W2.5k A，可将引脚2拉至1.2Vm的上拉电阻。如果反馈电流为475W。可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后，即可计算RS。RS必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极(或反馈引脚)小于1.2V，以启动空载工作状态下的跳周期。在NCP1200中，引脚2和内部5V参考电压间有一个8kW1m=9.5k 8k)。考虑到光耦合器在较差情况下有50%的电流转换比例(CTR)，则RS必须小于(Vout-2.5-1V) /m(Vpin2=5-475 m950。W，假设为8.2kW8.94k电阻与TL431串联，则会发生以下情况：W在CTR为150%的较差情况下，表示LED中需要的电流较小，如果将8.2k1. 轻负载情况：IFB = Am/ 1.5 = 316mA，则IL = 475m475A，则 IL =m2. 中负载情况：VFB = 2.3V，IFB = 337.5 Am/ 1.5=225m337.5Am/1.5 = 166mA，则IL = 250m3. 重负载情况：VFB = 3V，IFB = 250增大，RSCL也随之增大。e在这种情况下，TL431的偏置电流不仅随着负载电流而变化，而且也随着光耦合器CTR的变化而变化。此外，减小RS也不起任何作用，应该通过调节LED的内部电流，来调整控制器端的正确反馈电压。这种情况的设计问题源自TL431的数据表：必须插入大于1mA的偏置电流，才能从不同规格的TL431增益中获益。如果不能正确偏置TL431，就会降低开环增益，导致这一问题可通过增加偏置电阻Rbias，在外部施加一个偏置电流而解决。由于最缺少电流，所以必须计算此电阻在较差情况下，也就是重负载情况和最高CTR时的值。这时IL 8.2k = 1.36V。假设LED的正激压降为1V，则阴极电压为12 -1.36-1 =m= 166uA。因此，RS上的电压为166 ，或用W9.64V。已知Vout恒定为12V，通过Rbias施加1mA电流得到，Rbias = (12-9.64) / 1m = 2.36k 得到归一化值。因此，在 TL431上施加的最小电流为 1mA + 166uA = 1.16mA。在空载情况下，IL=316 uAW2.2k ，阴极电压为12-(8.2k316)-1 = 8.4V，因此，流经TL431的总偏置电流为(12-8.4)/2.2k= 1.63mA，加上实际的反馈电流值316uA，总偏置电流为1.95mA，应处于安全电流范围内。W)后，输出阻抗值降至4mW；连接偏置电阻(阻值为3.3kW在NCP1200构成的电源上进行了有偏置电阻和无偏置电阻的实验，结果如图4所示。没有偏置元件时，输出阻抗测量值为57m图4 TL431偏置电流过低时性能将明显下降总之，通过外部电阻对TL431进行正确偏置是非常重要的。如果无法承受额外的1mA输出电流的预算(由于要尽量降低空载待机能耗)，就应使用TLV431 (Vref = 1.24V) 或NCP100 (Vref = 的串联电阻RS极为罕见，因为该电阻结合光耦合器的集电极上拉电阻可以产生直流增益。如果电阻值约为1k或稍大于1k，则更接近标准值。WA的最小偏置电流，且击穿电压更小。此外，8.2km0.7V)，因为它们只需要100典型应用电路如下：1：精密基准电压源(附图1)该电路具有良好的温度稳定性及较大的输出电流。但在连接容性负载时，应特别注意CL的取值，以免自激。2： 可调稳压电源（附图2）Vo可在2.536V之间调节。V0=Vref(1+R1/R2)(Vref=2.5v),由于承受电压与（Vi Vo）有关，因此压差很大时，R的功耗随之增加。使用时注意。3：过电压保护电路（附图3）当Vi超过一定电压时，TL431触发，使晶闸管导通，产生瞬间大电流，将保险丝熔断，从而保护后极电路。V保护点=（1+R1/R2）Vref.4：恒流源电路（附图4-拉电流负载）（附图5-灌电流负载）恒流值与Vref和外加电阻有关，功率晶体管选用时要考虑余量。该恒流源如与稳压线路配接，可做电流限制器用。5：比较器（附图6）它是巧妙的运用了Vref=2.5v这个临界电压。当ViVref时，Vo=2V由于TL431内阻小，因而输入输出波形跟踪良好。6：电压监视器（附图7）利用TL431的转移特性，组成实用电压监视器。当电压处于上下限电压之间，LED电量，上下限电压分别为（1+R1/R2）Vref和（1+R3/R4）Vref。7.精密5V稳压器由前面的例子我们可以看到，器件作为分流反馈后，REF端的电压始终稳定在2.5V，那么接在REF端和地间的电阻中流过的电流就应是恒定的。利用这个特点，可以将TL431应用很多恒流电路中。8.该器件为传感器电桥提供恒定偏流的电路这是一个已连成桥路的传感器的前级处理电路。Vref/R2的值应设为电桥工作所必要的恒定电流，该电流值通常会由传感器制造商提供。流经TL431阴极的电流由R1和电源电压Vs决定，在应用中通常让它等于桥路电流，但一定要注意大于1mA。由于TL431非常易于实现恒压或恒流，而且有很好的温度稳定性，因此很适合于仪表电路、传感器电路等设计应用。9.可控分流特性的应用 由功能模块图，当REF端的电压有微小变化时，从阴极到阳极的分流将随之在1100mA内变化。利用这种可控分流的特性，可以用小的电压变化控制继电器、指示灯等，甚至可直接驱动音频电流负载。如图7是此应用的一个简单400mW单声道功率放大电路。10.关电源上的应用 在过去的普通开关电源设计中，通常采用将输出电压经过误差放大后直接反馈到输入端的模式。这种电压控制的模式在某些应用中也能较好地发挥作用，但随着技术的发展，当今世界的电源制造业大多已采用一种有类似拓扑结构的方案。此类结构的开关电源有以下特点：输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的恒流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压这边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。下图是一个实用的4W开关型5V直流稳压电源的电路。该电路采用了此种拓扑结构并同时使用了TOPSwitch技术。图中 C1、L1、C8和C9构成EMI滤波器，BR1和C2对输入交流电压整流滤波，D1和D2用于消除因变压器漏感引起的尖峰电压，U1是一个内置 MOSFET的电流模式PWM控制器芯片，它接受反馈并控制整个电路的工作。D3、C3是次级整流滤波电路，L2和C4组成低通滤波以降低输出纹波电压。 R2和R3是输出取样电阻，两者对输出的分压通过TL431的REF端来控制该器件从阴极到阳极的分流。这个电流又是直接驱动光耦U2的发光部分的。那么当输出电压有变化趋势时，Vref随之增大导致流过TL431的电流增大，于是光耦发光增强，感光端得到的反馈电压也就越大。U1在接受这个变化反馈电压后将