TOP系列和高频变压器原理.doc

中国矿业大学（北京校区）毕业设计（论文）TOPSWITCH芯片的工作原理及应用图3-1 典型的TOPSwitch单端反激式开关电源电路原理图开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电子电气、控制、计算机等许多领域的电子设备中得到了广泛的使用。TOPSwitch（Three-terminal Off-line PWM Switch）单片开关电源是美国PI ( Power Integration ) 公司于上世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，被誉为顶级开关电源，它仅用了3个管脚就将脱线式开关电源所必需的具有高压N沟道功率MOS场效应管、电压型PWM控制器、100kHz高频振荡器、高压启动偏置电路、基准电压、用于环路补偿的并联偏置调整器、误差放大器和故障保护功能块等全部集成在一起了。采用TOPSwitch器件的开关电源与分立的MOSFET功率开关及PWM集成控制的开关电源相比，具有电路结构简洁、成本低廉、性能稳定、制作及调试方便, 自保护完善等优点。典型的TOPSwitch单端反激式开关电源电路原理图如图3-1所示。第一节 TOPSwitch系列芯片工作原理图3-2是TOPSwitch芯片的内部结构图，TOPSwitch芯片是一个自偏置、自保护的电流-占空比线性控制转换器。通常在控制极和源极之间，紧靠其管脚，并联一个外部旁路电容。-电源启动时，连接在漏极和源极之间的内部高压电流源向控制极充电，在RE两端产生压降，经RC滤波后，输入到PWM比较器的同相端，与振荡器产生的锯齿波电压相比较，产生脉宽调制信号并驱动MOSFET管，因而可通过控制极外接的电容充电过程来实现电路的软启动。当控制极电压Uc达到5.7V时，内部高压电流源关闭，此时由反馈控制电流向Uc供电。在正常工作阶段，由外界电路构成电压负反馈控制环，调节输出级MOSFET的占空比以实现稳压。当输出电压升高时，Uc升高，采样电阻RE上的误差电压亦升高。而在与锯齿波比较后，将使输出电压的占空比减小，从而使开关电源的电压减小。当控制极电压低于4.7V时，MOSFET管关闭，控制电路处于小电流等待状态，内部高压电流源重新接通并向Uc充电，其关断/自动复位滞回比较器可使Uc保持在图3-2 TOPSwitch芯片的内部结构图 4.7V5.7V之间。图3-3所示是其运行波形图，中a图为正常运行波形，图为自动重启波形。自动重启电路具有一个八分频计数器，可以阻止输出级MOSFET再次导通，直到八个放电-充电周期完成为止。因此，在自动重启期间，占空比控制在%左右可有效地限制芯片的功耗。自动重启动电路一直工作到Uc进入受控状态为止。第二节 TOPSwitch产品分类及性能特点 2.1产品分类TOPSwitch包括TOP100系列（TOP100YTOP104Y），TOP200系列（TOP200YTOP202Y，TOP214Y），TOP209210系列，TOPSwitch系列（TOP221TOP227）。TOPSwitch与第一代产品相比，它不仅在性能上进一步改进，而且输出功率得到显著提高，现已成为国际上开发中、小功率开关电源及电源模块的优选集成电路，其产品分类见表3-1。 2.2性能特点将脉宽调制（PWM）控制系统的全部功能集成到三端芯片中。内含脉宽调制器、功率开关场效应管（MOSFET）、自动偏置电路、保护电路、高压启动电路和环路补偿电路，通过高频变压器使输出端与电网完全隔离，真正实现了无工频变压器、隔离式开关电源的单片集成化，使用安全可靠。输入交流电压和频率的范围极宽。作固定电压输入时可选110V115V230V交流电，允许变化15；在宽电压范围输入时，适配85V265V交流电，但POM值要比前者降低40。TO220封装（Y）DIP8封装（P）/SMD8封装（G）产品型号固定输入（100/115/230V,AC,15）宽范围输入（85V265V,AC）产品型号固定输入（100/115/230V,AC,15）宽范围输入（85V265V,AC）TOP221Y127TOP221P/221G96TOP222Y2515TOP222P/222G1510TOP223Y5030TOP223P/223G2515TOP224Y7545TOP224P/224G3020TOP225Y10060TOP226Y12575TOP227Y15090表3-1 TOPSwitch-的产品分类及最大输出功率，单位：WTOPSwitch只有3个引出端，可以同三端线性集成稳压器相媲美，能以最简方式构成无工频变压器的反激式普通型或精密型开关电源。开关频率的典型值为100kHz，允许范围是90kHz110kHz，占空比调节范围是1.767。 图3-4 TOPSwitch的管脚排列（a）TO-220封装 （b）DIP-8封装和SMD-8封装外围电路简单，成本低廉。芯片本身功耗很低，电源效率可达80左右。TOPSwitch的管脚排列如图3-4所示。它有三种封装形式。其中，TO220封装有3个引脚。DIP8封装及SMD8封装各有8个引脚，但均可简化成3个。这3个管脚分别为控制端C，源极S，漏极D。控制端（CONTROL）有4个作用：利用控制电流IC的大小来调节占空比D；为芯片提供正常工作所需的偏流； 决定自动重启动的频率； 对控制回路进行补偿。漏极脚（DRAIN）：接输出管MOSFET漏极，在启动工作时，经过内部开关电流源提供内部偏置电流。该脚还是内部电流检测点。源极脚（SOURCE）：在TO-220封装中，它是输出极MOSFET的源极连线，接直流高压和主变压器原边电路的公共端与参考点；在DIP封装中，它是原边控制电路公共端和参考点，并且有6个引出脚接地。TOPSwitch-的工作原理就是利用反馈电流IC来调节占空比D，达到稳压的目的。举例说明，当输出电压Uo时，经过光耦反馈电路使得IcDUo，最终使Uo不变。第三节 TOPSwitch的内部功能TOPSwitch的性能有较多优越性：功率范围广。在宽值输入交流电压（85265V）时，最大输出功率可达90W；在单值输入交流电压（110V/115V/230V）时，输出功率范围可达150W。因此它的应用领域也拓宽到小型电视机和显示器、音响放大器等。AC/DC变换效率提高到90%。只有3个引脚的单片IC中综合了控制系统、驱动电路、功率MOSFET、脉宽调制、高压启动电路、环路补偿调节、故障保护电路等；TOP器件的线性控制特性，在低成本上具有竞争力。TOPSwitch有两种封装形式。除了三脚TO-220以外，在8脚DIP封装中，有6个引脚接地，用于增大散热功能。TOPSwitch8脚DIP器件紧贴印制电路板，可省略铝合金散热片占地较大空间，特别有利于微小型电器设备的电源安装设计。引出脚最少（DIP也只有三个有效接点）的TOPSwitch，却集成了100KHz脉宽调制稳压电源所需要的全部功能：自设高压偏置电流源、偏置分流调节器/误差电压放大器、振荡器、带隙参考基准、恒频的PWM、受控导通的栅极驱动器、前沿消隐和自动保护功能。该TOPSwitch输出级，是可控制导通速度的高压N沟道、低输出电容MOSFET，从功率管漏源低导通电阻取样来控制导通时间。受控导通减少了开关电压的变化速率，它同连接散热片的源极一起，明显减少了电磁干扰和系统噪声，使滤波器成本降到最低。TOPSwitch具有完善的多种自动保护功能电路：过流限制、过压切断、欠压锁定、过热关闭、短路保护等。TOPSwitch的外围电路很简单，只需十几只元器件，就能制作高性能的小型电源。它的集成化程度高，电路设计简化，比分力元件的电路减少1520只元器件，并允许采用单面PCB板，可用于离线反馈式、正向激励式和升压式功率因数校正等电源。TOPSwitch器件是一种具有自身偏置和保护功能的变换器，它用线性控制电流来改变占空比，能断开漏极输出端。它利用CMOS和集成尽可能多的功能来实现高效率。与双极管和分力元件电路相比，重要的是CMOS减少了偏置电流，集成化使其省略了几个外部功率电阻器。它们原设计用于电流采样或提供初始启动电流。如图3-5所示，在正常工作期间，内部输出级MOSFET的占空比，是随着控制脚电流的增大而线性地减小。为了执行所有必要的控制、偏置和保护功能，漏极脚和控制脚分别完成下面所述的几项功能（可参考图3-2）。1、控制脚电压Vc的供给 控制脚电压Vc是控制脚与源极脚之间的电源或者偏置电压。一只外部旁路电容紧接在控制脚与源极脚之间，以提供所需的栅极驱动电流。接到该脚的总点容量CT又设置了自启动功能，也同样控制回路的补偿。Vc被调整在两种工作状态之一模式。滞后调整用于初始启动和过载工作。分流调整则用于分离占空比误差信号，它来自控制电路的电源电流。在启动期间，控制脚电流由高压开关电流源提供，该开关在IC内部接于漏极脚和控制脚之间。电流提供足够的电流供给控制电路，它也对总的外部电容CT进行充电。首先Vc升到较高的门限电压值（5.7V），此时高压电流源被关断，而脉宽调制器和输出级晶体管则被激活，如图3-3所示。在正常工作期间（即当输出电压可调节时），反馈控制电流提供了Vc电源电流。分流调节器可维持Vc在典型值（5.7V），它是通过分流控制脚上的反馈电流来实现的。该电流超过流经PWM误差信号采样电阻器RE上的所需直流电源电流。当用于初级反馈接法时，该脚的动态阻抗与外部电阻值和电容器数值，共同确定了电源系统的控制回路补偿量。控制脚电流最小占空比占空比/%自动再启动斜率=脉宽调制器的增益图3-5 占空比与控制脚电流的关系曲线TOPSwitch电路的起始工作波形如图3-3所示，图中给出了正常工作时和自动再启动时的两种不同波形。如果让控制脚的外部电容CT放电到较低的门限电平，那么输出级MOSFET将被关断截止，此时控制电路进入一个低电流的准备状态。而高压电流源则被接通，并向外部电容再次充电。在图3-3（b）中，通过接通和关断高压电流源，滞后的自动再启动比较器可维持Vc值介于典型的4.75.7V窗口范围内。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级MOSFET再次导通，直到第八个放电-充电周期已经过去为止。通过把自动再启动占空比减小到典型的5%，计数器能有效地限制TOPSwitch的功率损耗。2、带隙参考基准 所有临界的TOPSwitch内部电压，都由一个温度补偿的带隙参考得出。该参考基准也用于一个温度补偿的电流源，它被微调节在精确设置的振荡频率和调节MOSFET栅极的驱动电流。3、振荡器 内部振荡器对内部电容器线性地进行充电和放电，它在两个电压电平之间产生锯齿波形，并送往脉冲宽度调制器。该振荡器在每个周期开始时，置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。在电源应用中选择100KHz额定频率，可使电磁干扰最小，并使效率最高。微调电流基准可改进振荡频率精度。4、脉冲宽度调制器 脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级MOSFET，其占空比与流入控制脚的电流成反比例。该脚在RE两端产生一个电压误差信号。RE两端的误差信号由一个典型角频率为7KHz的RC网络加以滤波，以减少开关噪声的作用。该滤波误差信号与内部振荡器锯齿波相比较，产生一定占空比的波形。当控制电流增加时，占空比则减小。由振荡器产生的时钟信号置位一个寄存器，它使输出级功率管MOSFET变为截止。占空比是由内部振荡器的对称性能来调节。调制器导通时间最短，可保持TOPSwitch的电流消隐不受误差信号的影响。注意到在占空比开始变化之前，必须使注入控制脚的电流为最小值。5、栅极驱动器 设计栅极驱动器是在一个受控的速率时使输出级MOSFET导通，从而使共模电磁干扰减到最小。栅极驱动电流可微调节以改进精度。6、误差放大器 在初级反馈应用时，分流调节器也能完成一个误差放大器的功能。该分流调节器的电压，是由温度补偿的带隙参考基准电压精准地加以提供的。误差放大器的增益，则由控制脚的动态电阻来设定。控制脚把外部电路信号箝位在Vc电压电平上。超过电源电流的控制脚电流，则由分流调节器加以分离，并作为误差信号流过RE。7、逐个周期式电流限制 逐个周期式峰值漏极电流限制电路，是利用输出级MOSFET的导通电阻作为采样电阻器。电流限制比较器把输出级MOSFET导通状态时的漏-源电压与门限电压相比较。高的漏极电流使VDS超过门限电压，并使输出级的MOSFET截止，直到下一个时钟周期开始之前。电流限制比较器的门限电压是受温度补偿的，由于温度影响改变输出级MOSFET的导通电阻RDS（ON）值，它使有效峰值电流限制的变化减到最小。在输出级MOSFET导通之后的一个短时间里，前沿消隐电路将阻止电流限制比较器工作。因前沿消隐时间已被确定，故由原边电容和副边整流器反向恢复引起的电流尖峰，将不会造成开关脉冲过早地结束。8、关闭与自动再启动 为了使TOPSwitch的功耗降到最低，如果维持输出可调节的条件，则关闭与自动再启动电路，是在占空比为5%典型值时使电源导通和截止。当丧失调节能力时，将中断外部电流进入控制脚。Vc的调节可使分流状态变为滞后的自动再启动状态。当故障条件消除、电源输出变为可调节时，Vc的调节再次变为分流状态，则电源的正常工作又重新开始。9、过热保护 温度保护是由一个精密的模拟电路提供的，当结点温度超过热关闭温度时（典型值为135），该电路将使输出级MOSFET截止。激活加点复位电路，可通过消除和恢复输入电源来进行，或者瞬间进入控制脚的、低于加电的复位门限电压，可使阀门复位，并且让TOPSwitch恢复正常的电源工作状态。当电源被关闭时，Vc则被调节在滞后状态，并且在控制脚出现一个4.75.7（典型值）的锯齿波电压。10、高压偏置电流源 该电流源从漏极脚对TOPSwitch提供偏置，并在启动或者滞后工作期间对控制脚外部电容CT进行充电。滞后工作出现在自动再启动和过热封锁关闭期间。该电流源是按近似35%的有效占空比被开通和切断。这一占空比是由控制脚充电电流Ic与放电电流（IC D1+IC D2）之比值来确定的。当输出级MOSFET被开通时，在正常工作期间该电流源则被切断。第四节 单片开关电源的典型应用4.1由TOP202Y构成的7.5V，15W开关电源7.5V，15W开关电源电路如图3-6所示。其交流输入电压范围Ui=85V265V,AC，输入电网频率f=47Hz440Hz，电压调整率SV=0.5,负载调整率SI=1，电源效率达80，输出纹波电压的最大值为50mV。该电源采用带稳压管（VDZ2）的光耦反馈工作方式。电路中共使用两片集成电路，IC1为TOP202Y型单片开关电源，IC2是日本产NEC2501H型线性光耦合器。FU为3A/250V保险管。C6与L2构成交流输入端的电磁干扰（EMI）滤波器。C6能滤除由初级脉动电流产生的串模干扰，L2可抑制初级绕组中产生的共模干扰。C7和C8为安全电容，能滤除由初、次级绕组之间耦合电容所产生的共模干扰。宽范围电压输入时，85V265V交流电经过整流器BR、C1整流滤波后，获得直流输入电压Ui。由VDZ1和VD1构成的漏极钳位保护电路可将由高频变压器漏感产生的尖峰电压钳位到安全值以下，并能减小振铃电压。VDZ1选用P6KE150型瞬态电压抑制器（TVS），其钳位电压为150V，钳位时间仅1ns，峰值功率是5W。VD1需采用UF4005型1A/600V的超快恢复二极管（FRD），其反向恢复时间trr=30ns。次级电压经VD2，C2，L1，C3整流滤波后产生7.5V的输出电压。R2和VDZ2与输出端并联，构成开关电源的假负载，可提高空载或轻载时的负载调整率，反馈绕组电压经过VD3整流、C4滤波后，得到反馈电压，再经过光敏三极管给TOP202Y提供一个偏置电压。VD2选择UGB8BT型超快恢复二极管，为降低功耗，还可选肖特基二极管。光耦合器IC2和稳压管VDZ2还构成了TOP202Y的外部误差放大器，能提高稳压性能。当输出电压UO发生变化时，由于VDZ2具有稳压作用，就使光耦中LED的工作电流IF发生变化，进而改变TOP202Y的控制端电流IC，再通过调节输出占空比，使UO保持稳定，这就是其稳压原理。R1为LED的限流电阻，并能决定控制环路的增益。C5是控制端旁路电容，除对环路进行补偿之外，还决定着自动重启动频率。高频变压器选用EE22型铁氧体磁芯，图3-6中的NP，NS和NB分别代表初级、次级、反馈绕组的匝数。初级电感量LP=620H10，漏感量LP011H。图3-6 7.5，15W开关电源的电路4.2由TOP224Y构成的15V，30W精密开关电源其电路如图3-7所示。与图3-6相比，它在电路上主要作了两处重要改进：第一，为获得30W的连续输出功率，将TOP202Y换成TOP224Y，后者在宽范围电压输入时的最大输出功率可达到45W。第二，给TOP224Y配置了外部误差放大器TL431型可调式精密并联稳压器，内部包含2.50V基准电压源、误差放大器和开关式晶体管驱动器，能直接检测输出电压的变化量，并进行精确的调整。输出电压UO经R4，R5分压后得到取样电压，与TL431内部2.50V基准电压源进行比较之后，输出误差电流信号，再通过NEC2501型光耦合器流入TOP224Y的控制端，直接控制输出占空比，获得稳定电压输出。改变电阻R4与R5的分压比，可以调整输出电压的标称值。控制环路的频率响应由R3，C5的大小所决定。R3的阻值范围是6.215。该电源的峰值输出功率为60W。电压调整率和负载调整率均为0.2，几乎可同线性稳压电源相媲美，而其电源效率可达84，比线性稳压电源提高近一倍。图3-7 15V，30W精密开关电源电路 高频变压器在研究TOPSwitch反激式电源时，变压器的设计通常是最大的绊脚石。反激式变压器并不像普通的变压器那样设计或者使用，其能量储存在铁芯中， 铁芯必须是有气隙的。电流可在原边绕组中流动，也可在副边绕组中流动，但决不会在两个绕组中同时流动。 本章主要介绍变压器的一些相关知识，及TOPSwitch中高频变压器的设计方法。第一节 变压器的基本知识AXu1 i1 0e1axe2i2u2图4-1 变压器的原理简图变压器几乎在所有的电子产品中都要用到，它原理简单但根据不同的使用场合（不同的用途）变压器的绕制工艺会有所不同的要求。变压器的功能主要有：电压变换；阻抗变换；隔离；稳压（磁饱和变压器）等，变压器常用的铁心形状一般有E型和C型铁心。一、 变压器的基本原理图4-1是变压器的原理简体图，当一个正弦交流电压U1加在初级线圈两端时，导线中就有交变电流I1并产生交变磁通0，它沿着铁心穿过初级线圈和次级线圈形成闭合的磁路。在次级线圈中感应出互感电势U2，同时0也会在初级线圈上感应出一个自感电势E1，E1的方向与所加电压U1方向相反而幅度相近，从而限制了I1的大小。为了保持磁通0的存在就需要有一定的电能消耗，并且变压器本身也有一定的损耗，尽管此时次级没接负载，初级线圈中仍有一定的电流，这个电流我们称为“空载电流”。如果次级接上负载，次级线圈就产生电流I2，并因此而产生磁通2，2的方向与0相反，起了互相抵消的作用，使铁心中总的磁通量有所减少，从而使初级自感电压E1减少，其结果使I1增大，可见初级电流与次级负载有密切关系。当次级负载电流加大时I1增加，0也增加，并且0增加部分正好补充了被2所抵消的那部分磁通，以保持铁心里总磁通量不变。如果不考虑变压器的损耗，可以认为一个理想的变压器次级负载消耗的功率也就是初级从电源取得的电功率。变压器能根据需要通过改变次级线圈的圈数而改变次级电压，但是不能改变允许负载消耗的功率。我们知道，变压器的次级绕组与初级绕组之间没有点的联系，只有磁的耦合，次级绕组上的电压是通过电磁感应而产生的。通电导体的周围存在着磁场，这种现象称为电流的磁效应。物质内部的电子围绕原子核旋转，电子本身还有自转，这两种运动都会产生磁效应。铁磁材料中，由电子自转所产生的磁场是很强的。在铁磁物质内部，原子与原子之间存在着相互作用，这种作用使若干个原子的磁场具有相同的方向，由它们组成小磁体，成为磁畴。铁磁物质就是由许多这种磁畴组成的，但磁畴的方向是无规则的，其磁性相互抵消，所以铁磁材料本身是无磁性的。当把铁磁材料放在外磁场中，磁畴在外磁场的作用下，原来方向各异的磁畴向外磁场的方向转动，使各个磁畴的方向整齐的排列。这种现象叫磁化。如果铁芯是闭合的，磁通主要在由铁芯构成的路径内流动，这个路径就是磁路，它和电流通过导线而流动的道理是类似的。在磁路中用来产生磁通的电流（这时次级绕组不接负载），称为励磁电流。由直流电流励磁的磁路称为直流磁路，由交流电流励磁的磁路称为交流励磁。在交流磁路中，当用于励磁的交流电流I通过绕组时，在铁芯中产生交变的磁通，在绕组中引起感应电动势e，该电势与绕组匝数N及磁通变化率成正比，即： （4-1）一般称此式为电磁感应定律。如果按正弦规律变化， （4-2）则感应电动势e是与同频率的正弦量但相位滞后/4，即T/4。因为磁路有饱和现象，所以磁通一般用最大值表示（用有效值表示没有实际意义），记作m，它由零变到最大值（即）所需时间是T/4，即，T是正弦磁通的周期。当绕组为一匝时，每秒钟所产生的感应电势平均值 （4-3）式中参数单位：Eo（V），m（Wb），f（Hz）。因为感应电势的最大值Em与平均值Eo的关系式在正弦波时为 （4-4）感应电势的有效值与最大值之间的关系是 （4-5）所以 （4-6）对应的磁通密度Bm称为最大磁通密度，这时，当绕组匝数为N时，并代入，取Bm的单位为特斯拉，Sc的单位为，则： （4-7）可见，感应电势的有效值与磁通的频率f、绕组匝数N、磁通密度最大值Bm及铁芯截面积Sc成正比。当绕组导线电阻压降及漏磁通感应电势可以忽略不计，并且仅考虑有效值大小时，绕组两端的感应的电势E与其两端电压的大小基本想等，则 （4-8）当电源频率、绕组匝数及铁芯截面积一定时，磁通密度的最大值Bm由绕组两端电压（通常即电源电压）的有效值决定。因此，可以用U近似求出Bm值 （4-9）此式可用于判断磁芯是否饱和。从上述推导过程可以看出，基本公式 是在磁通为正弦量的情况下得出的，当不是正弦量时，这个公式是不适用的，必须重新推导或作波形变换。例如为方形波（即Ui为方形波），见图4-2，由于方形波的平均值（半周期）、有效值与最大值均相等，由式（4-3）可以直接得出： 与式（4-7）同理，可得 （4-10）这是计算方形波电压变压器的基本公式，它与式（4-7）相比较，这里的系数是4，而不是4.44。图4-2 为方形波时的情况0-m+m二、 变压器的损耗变压器在运行过程中都会产生一定的热量，这是由于铁损、铜损及附加损耗造成的，这些损耗最后变成热能表现出来。铁损：当铁芯受交变磁通作用时，在铁芯中产生的磁滞损耗和涡流损耗，统称为铁损。下面分别讨论磁滞图4-3 B-H磁滞曲线损耗与涡流损耗。铁磁质的磁化达到饱和状态以后，如果使H减小，这时，B也要减小，但B并不沿着oa曲线下降，而是沿着另一曲线ab下降，如图4-3。直到H=0时，磁感应强度并不完全消失，磁介质中保留着剩余的磁感应强度Bz。到了b点以后，按下列顺序，继续改变磁化磁场强度H：0-Hc，-Hc-Hs，-Hs0，0Hc，HcHs；相应的磁感应强度B将分别沿着曲线bc,cd,de,ef,fa形成闭合曲线。如果从O点开始还没有到饱和以前，就把H减小，B将沿着另一曲线（与图4-3中闭合曲线相似）下降，形成较小的闭合曲线。总的说来，磁感应强度B总是落后于磁化场场强H的变化的。这种现象称为磁滞现象，是铁磁质的重要特性之一。如图4-3所示的闭合曲线abcdefa称为B-H磁滞回线。磁场撤去后，铁磁体中保留剩余磁感应强度Bz，这时，要使磁感应强度减为零需要加上反向磁化场，其磁场强度的量值Hc称为矫顽力。各种铁磁质有不同的磁滞回线，主要区别在于矫顽力的大小，矫顽力小的材料如软铁、硅钢及其他用作变压器芯子的合金，称为软磁物质；矫顽力大的材料如碳钢、钨钢、钴钢等称为硬磁物质。硬磁性的材料一经在外磁场中磁化以后，常保留相当强的剩磁而不轻易失去，所以可用来制作永磁铁。实验证明，铁磁质反复磁化时将要发热，硬磁物质较软磁物质更为显著。铁磁质在反复磁化时，铁磁质内分子的情态将不断地改变，因此分子的振动加剧，温度增高。使分子振动加剧的能量是由产生磁化场的电流所供给的。这种耗散为热量的能量损失称为磁滞损耗。可以证明，反复磁化一次的磁滞损耗与B-H磁滞回线所包围的面积成正比，而磁滞损失的功率与反复磁化的频率成正比。对一具有铁芯的线圈来说，所通的交变电流频率越高，以及铁磁质磁滞回线的面积越大时，磁滞损失的功率也越大。当块状金属放在变化着的磁场中时，或者在磁场中运动时，金属体内也将产生感应电流。这种电流的流线在金属体内自行闭合，所以称为涡电流。如果对绕在变压器铁芯上的绕组通以交变电流，就在铁芯内沿轴线方向产生交变的磁通，从而在铁芯横截面上激发交变的涡旋电场。铁芯中的自由电子就在这涡旋电场的作用下绕铁芯轴线往复地作涡旋运动。因为产生涡电流的感应电动势与磁通量的变化率成正比，所以涡电流强度与加在绕组上的交变电流的频率成正比。涡电流的产生，当然要消耗能量，最后变为焦耳-楞次热。在发电机和变压器的铁芯中，就有这种能量损失，称为涡流损耗。这样，电能就将无益地耗费掉，而机件本身也容易遭受到损坏，为了减少这种损失，我们把铁芯做成层状，用薄层的绝缘材料把各层隔开，以减小涡电流。一般变压器中，用由硅钢片制成的叠片式铁芯，就是这个道理。更有效的是用粉末状的铁芯，各粉末间相互绝缘。在高频变压器中，常采用粉末状铁芯。铜耗：因为变压器初、次级绕组导线都有电阻，当初、次级电流流过这些电阻时，所产生的损耗称为铜耗。它是电阻上的功率损耗，与电流平方成正比。变压器的初级电流（除空载电流外）是受次级负载电流决定的，所以变压器的铜损主要与负载电流的大小有关。变压器输入功率与输出功率之差，就是变压器的功率损耗，主要是铁损和铜损。输出功率与输入功率之比的百分数称为变压器的效率，用表示。变压器的效率与变压器的容量有密切关系，通常是容量越大，损耗与输出功率相比就越小，从而效率越高。第二节 高频变压器的设计一、高频电源变压器的特点：这里所说的“高频”不同于无线电装置中的高频，对于电源频率来说，1020KHz以上的频率即为高频，多用于开关稳压电源的变换器中，这种变压器与中频和工频变压器相比有以下几个特点：（1）不能再用硅钢片，即使是用0.1mm的也是太厚了了。一般多采用铁氧体磁芯。铁氧体磁芯是将磁粉经过压制、烧结而成，可以制成各种形状，例如收音机中的磁棒，制作脉冲变压器的罐型或环型磁芯，用做高频电源变压器的磁芯多制成E型。铁氧体材料的主要特点是它的电阻率很高，一般为左右，而硅钢片为左右，相差百万倍以上。电阻率高的好处在于减小磁芯损耗，尤其涡流损失很小，它可以压制成整块，而不用叠片方式。另外铁氧体磁性材料的初始磁导率也比硅钢片大45倍，磁导率高，可以减小匝数，从而降低铜损。因而在高频变压器中被广泛采用。它的缺点是饱和磁通密度较低，约0.4T，是硅钢片的1/31/4，但由于工作频率较高，变压器体积仍可以显著下降，因为，虽然小一些，但当f从50Hz增加到20KHz，获得同样电势E时，磁芯截面Sc及匝数仍可明显减小。另外它的温度特性较差，饱和磁通密度随温度的增加明显昂，居里点仅为120左右。这在设计时要特别注意。长期连续使用时，不宜超过60。铁氧体磁性材料的机械性能也较差，脆弱易碎，在装配时要加以保护。常用的铁氧体磁性材料是锰锌铁氧体，型号为MXO-1000，MXO-2000以及具有低温度系数的MXD-2000等。（2）绕组导线要考虑趋肤效应。当绕组中通过高频电流时，导线内中心部分的电流密度减小，主要集中在导线的边面，减小了导线的有效截面，因而引起发热。这时要适当加大导线截面。较好的办法是用多股高频铜导线或薄铜箔绕制。这在选择磁芯窗口时要十分慎重。（3）要考虑变压器的温升。工频电源变压器，当内部温度为100时仍能正常工作，但高频电源变压器的温度不能超过70，否则铁氧体的电磁性能将急剧下降。（4）还要考虑变压器的初级电感量。因为高频电源变压器的绕组匝数较少，可能激励电流过大。要求初级电感量足够大，以减小励磁电流。由上述可见，磁芯和绕组材料的选择，对于高频变压器是十分重要的，而且绕制工艺也有它的特殊性。二、进行结构设计前应知道的参数：进行结构设计之前，变压器的电气参数是必须知道的。例如前述的原边电流、电压，副边电流、电压，输出功率、输入功率、等，如果次级具有多个绕组时，每个绕组的电压、电流都应给出。必要时还要给出效率，功率因数，电源频率f，相数，市电电压的波动范围（一般按10%计算，或按-15%+10%计算）。还有，负载性质也要清楚，因为阻性、感性、容性三者对电源变压器的要求是不同的。整流电路的型式：半波、全波、桥式：负载电阻固定型还是稳压输出型等亦应明确。再有， 环境条件必须考虑。特别是环境最高温度，必要时须对变压器进行温度校核计算，以保证不超过变压器允许的极限温度。根据我国大部分地区的实际情况，一般取环境温度下限为-40，上限为+55。变压器内部的温度比这个数值还要高一些。有时还要考虑相对湿度、气压、防振、防霉、防盐雾等要求。从抗干扰考虑，还应知道是否需要加静电屏蔽等措施。其它，诸如变压器绕组引出线方向、变压器安装方式等