CDMA系统中一种改进的Rake接收机算法研究.docx

第 22 卷 第 3 期2004 年 9 月应用科学学报JOU RNAL O F A PPL IED SC IEN CESV o l. 22, N o. 3Sep. 2004文章编号: 0255 2 8297 (2004) 03 2 0298 2 05CDM A 系统中一种改进的 Rake 接收机算法研究赵军辉,王东明,尤肖虎(东南大学 移动通信国家重点实验室, 江苏 南京 210096)摘 要: 为了消除CDM A 系统中的多径干扰, 提出了一种改进的并行多径干扰抵消R ake 接收机算法. 首先分析了 传统 R ake 接收机中产生多径干扰和多址干扰的原因, 对改进的 R ake 接收机算法进行了理论分析, 得出了其误比 特率解析表达式并给出了其简化算法, 然后在不同的信道条件下对此算法进行了蒙特卡罗仿真. 理论分析和仿真 结果表明, 提出的算法可以大大改进传统 R ake 接收机的性能.关键词: 码分多址; 并行多径干扰抵消; R ake 接收机中图分类号: TN 929. 533文献标识码: AAn Im proved Rake Rece iver A lgor ithm of the CDM A SystemZHAO Jun2hu i,W AN G Dong2m ing,YOU X iao 2hu(N a tional M obile C om m unications R esearch L aboratory , S ou theast U n iversity , N anj ing 210096, Ch ina)Abstract: In o rder to supp ress the m u lt ip ath in terference in the CDM A system , an im p roved R ake receiver based on parallel m u lt ip ath in terference cancellat io n techn ique ( PM P IC ) is p ro 2 po sed in th is pape r. T he cau se of m u lt ip ath in terference and m u lt i2u ser access in terference is f irst analysed. N ex t an im p roved R ake receiver is given a theo retical analysis and it s sim p lif ica t io n al2 go rithm is also p ropo sed. T he PM P IC is studied by M on te Carlo sim u la t io n under differen t chan2 nel environm en t s. T heo retical analysis and com pu ter sim u la t io n s illu strate that the im p roved R ake receiver can give sign if ican t im p rovem en t w hen com pared w ith the conven t io nal R ake receiv2 e r.Key words: CDM A ; parallel m u lt ip ath in terference cancellat io n; R ake receiverR ake 接收机已成为第三代移动通信系统中不 可或缺的关键技术, 但同时, 由于信道的多径传播特 性而导致了同一用户的不同径之间存在多径干扰 (M P I: m u lt i2p ath in terference) , 特别是在扩频比较 小的时候, 由于扩频码的自相关特性变差, 不足以抑 制这种干扰时, 传统的 R ake 接收机性能将会劣化.很多方法 1 3 被用于抑制M P I, 比如: T u rin 提 出了一些抗多径的措施, 包括后检测累加 ( PD I: po st detect io n in tegrato r) 等等 4 ; 文献 2 提出了基于串行干扰抵消的多径干扰抵消 R ake 接收机算法 ( SM P IC ) , 它通过次强径减去最强径的重构信号, 以此类推来消除M P I, 但是次强径和其他径对最强 径的干扰在该算法中并没有得到消除, 因此在合并 后的信号中存在残留的M P I. 本文在这些文献的基 础上, 为了进一步消除多径干扰, 提高 CDM A 系统 中传统 R ake 接收机的性能, 提出了一种基于并行 干扰抵消技术 5 的改进 R ake 接收机算法 (PM P IC: parallel m u lt i2Pa th in terference cancellat io n).收稿日期: 2003206205;修订日期: 2003208227基金项目: 国家自然科学基金(2001AA 123015) ; 东大通信技术有限责任公司资助项目作者简介: 赵军辉(1973- ) , 男, 安徽宣城人, 博士生; 尤肖虎(1962- ) , 男, 江苏苏州人, 教授, 博导.3 期赵军辉等: CDM A 系统中一种改进的 R ake 接收机算法研究2991系统模型L1D 1, 1 = T sP 1 21, 1d 0 +P 1 2l, 17 1, 1 r KLl= 21. 1发射信号模型co s (1, k ) +P 1 2l, k 7 1, k co s (l, k ) +k = 2 l= 1T s考虑系统中有 K 个用户, 采用BPSK 调制, 第 k个用户的发射信号可以表示为 12 0 n( t) c1( t) d t(6)这里, 7 1, k 表示如下sk ( t) =2P k d k ( t) ck ( t) co s (w c t + k )(1)7= d - 10 P k 是第 k 个用户信号能量, d k ( t) 是第 k 个用户的数据- 101, kk R 1, k (1, k ) + d kR 1, k (1, k ) (7)流, w c 为载频, ck ( t) 和 k 是扩频波形和载频相位. 符 号长度为 T s, 切普长度为 T c, 处理增益N = T sT c.1. 2信道模型下一代移动通信系统的基本特征就是占据较大 的带宽, 当这样一种信号在无线信道上传输的时候,d k和 d k 是与第 k 个用户相邻的两个数据符号. 上1式中 R 1, k () 和 R , k () 是伪随机码的部分自相关函 数, 定义如下 8 l, kR 1, k (l, k ) =ck ( t - l, k ) c1 ( t) d t(8)0T s特别是在城市环境中, 很可能会出现大量的多径. 通R 1, k (l, k ) =l, kck ( t - l, k ) c1 ( t) d t(9)用的多径衰落信道模型为抽头延迟线模型 6 , 复信 道等效低通冲击响应表示如下L公式 (6) 中第一项是期望信号量, 第二项代表多径干 扰 (M P I) , 第三项代表多址干扰 (M A I) , 最后一项是hch ( t) = l ( t) t - 1 ( t) el= 1jl ( t)jl ( t)(2)AW GN. 类似地, 我们可以给出第一个用户的 R aked 0接收机的第 l 径输出信号 D l, 1 为这里 L 为可分辨的传播径, l ( t) e和 l 是第 l 径D l, 1= T sP 1 2l, 1 1 +的复数衰减因子. 这里假设所有的径都是独立的. 式( 2) 中 l ( t) 的分布满足莱斯分布, 其概率密度函数 为 LP 1 2i, 17 1, 1 co s (i, 1 ) +i= 2il()l(2 + A 2 )A l KL 10lp =2 exp -l22I 02l 0, A 0(3)P 1 2j , k 7 1, k co s (j , k ) +k = 2 j = 1 1 T s其中, A 指主信号幅度的峰值, I 0 () 是 0 阶第一类2n ( t) c1 ( t) d t修正贝塞尔函数. 当 A 0 时, 莱斯分布就转化为瑞 利分布. 本文主要考虑无直达径即瑞利分布的情况.1. 3接收信号0传统的R ake 接收机把式 (6) 最后 3 项看成AW GN. 传统 R ake 采用最大比合并 (M RC: m ax im um rat io com b in ing) 的结果是L1, 1D l, 1(11)R ake 接收机接收到的信号 r ( t) 表示为 7 D = ll= 1KLlr ( t) = R e sk ( t - l, k ) l, k ek = 1 l= 1jl, k+ n ( t) =这里, , 1是用户 1 的第 l 径信道幅度的估计值.KLk = 1 l= 12P k l, k d k ( t - l, k ) ck ( t -2改进 PM P IC 算法l, k ) co s (w c t + l, k ) + n ( t)(4) 其中, l, k = l, k + k - w c l, k , n ( t) 是热噪声, 设为加性 高斯白噪声 (AW GN ) , 双边带功率谱密度为 N 0 2. 对于期望用户, 假设为用户 1, 接收机理想锁定在第 一条路径, 不失一般性, 假定 1, 1 = 0 和 1, 1 + 1 = 0. R ake 接收机 1 的第一个 F inger 的输出可以表示为T sD 1, 1 =0 r ( t) c1 ( t) co s (w c t) d t(5)将式 (4) 带入式 (5) , 可得2. 1算法原理为消除式 (6) 和式 (10) 中的多径干扰, 本文提出 了基于干扰抵消技术的 PM P IC 算法, 算法详细框 图见图 1. 解调器模块主要产生信号的临时判决值; 图 2 (a) 为多径干扰重构器, 利用临时判决值和信道 估计值得到多径干扰的重构估计值; 图 2 (b) 为多径 干扰抵消单元, 将重构的多径干扰被从接收信号中 抵消, 然后得到新的判决值.300应 用 科 学 学 报22 卷0D l, 1 = T sP 1 2l, 1d 1 +KLP 1 2j , k 7 1, k co s (j , k ) +k = 2 j = 1 1 T s图 1 并行多径干扰抵消的改进 R ake 接收机框图F ig. 1 R ake structu re w ith parallel m u lt ip ath20 n ( t) c1 ( t) d t(17)因此, 采用一级 PM P IC 算法的 R ake 接收机的输出 为Lin terference cancellat io nD 1 = 图 2 (a)每一径的M P I 重构器l= 1l, 1D l, 1(18)F ig. 2 (a)Every paths M P I regenerato r对比式 (17) 和式 (10) , 我们可以发现式 (10) 中第二 项M P I 在式 (17) 中已经被完全抵消. 当然在实际工 作中, 达不到这种理想抵消, 因此会存在残留的 M P I, 这里, 我们引入一个M P I 抵消因子 , 不考虑 错误传播的话, 其取值范围应该为 0 1. 对于 PM P IC , 如果完全抵消M P I 的话, 其取值为 0, 如果 部分抵消且不考虑误差传播的话, 最终的性能将会 在式 (17) 和式 (10) 之间.2. 2 算法性能分析采用 PM P IC 的最大比合并的 R ake 接收机的 输出如式 (18) , 其中第 1 径的相干解调后输出展开 可以得到1, 11s1, 1 1 D = TP 22 d 0 +图 2 (b)并行M P IC R ake 接收机结构F ig. 2 (b)Parallel M P IC RA KE receiver第 1 径的重构信号表示如下1,1 LP 1 21, 1 l, 17 1, 1co s (1, k ) +l= 2 KLj 1, 1+ r (1)P 1 2l, 1 l, k 7 1, k co s(l, k ) +1 ( t) = 1, 1d 1 ( t - 1, 1 ) c1 ( t - 1, 1 ) e(12) 1 T sk = 2 l= 2201, 1n ( t) c1 ( t) d t(19)1, 1 和 d 1 ( t) 代表信道估计值和数据的临时判决值,相应第 l 径的重构信号表示为上式又可以表示为r j(+ )1, 1D 1, 1 = D 1 + M P I 1 + M A I 1 + 1(20)l ( t) = l, 1d l ( t - l, 1 ) cl ( t - l, 1 ) el, 11 (13)经过 PM P IC 抵消之后的下一级 R ake 接收机的第 1径的接收信号为L采用高斯近似方法 9 , 把式 (5) 中的所有干扰看成是高斯分布的独立随机变量, 可以得到: 第一项是信号 分量, 假定对于一个符号区间内该径信道不变化, 其r21 ( t) = r ( t) - ri ( t)(14)1= 2功 率值为: P sig = P 1T 2E 1, 1 2 2. 第四项为噪声i下一级 R ake 接收机第 1 径的判决器输出为s ()2T s1, 1 =0 r1 ( t) c1 ( t) co s (w c t) d t(15)P no ise1 = N 0T sE 1, 1 4. 第二项和第三项的均值为0, 方差分别为D 同理, 第 l 径的输出为T s2M P I1 =P 14E 1, 1 2E 7 1, 1 L2 E l, 1 2 =l= 2l, 1 =0 rl ( t) c1 ( t - l, 1 ) co s (w c ( t -P T 2LD l, k ) + l, k + k ) d t(16)1 s6N EK 1, 1 2LE l, 1 2l= 2(21)1如果正确产生多径干扰信号和理想信道估计, 这里2P 1222l, 1 = l, 1 , 则第 l 径的接收信号为M A I =1, 1E l, k E 7 1, k =4k = 2 l= 13 期赵军辉等: CDM A 系统中一种改进的 R ake 接收机算法研究3016N KLP 1T 22分布的, 并且信道的大部分能量都集中到几个强径s1, 1E 1, k 2(22)上, 抵消这几个强径干扰的做法无疑是合理的和现k = 2 l= 1l为表达简洁起见, 假定对于所有的用户, 相应径的 E l, k 2 = 2 都有相同的方差, 即最后求得第一个用 户的第 1 径的信噪比 1, 1 为P sig实的. 实际情况下信道大多数是非均匀分布的, 如指 数分布时, 这个条件完全可以满足. R ake 接收机一 般采用最大比合并 (M RC: ax im um rat io com b ina2PM P IC 1 (23)t io n) 方法, 这种情况下 R ake 接收机本身需要给出1, 1=22P no ise1 + M P I1 + M A I1将式 (18)、(19) 代入式 (20) 并化简得到1, 1 =PM P ICsP 1T 2 4各个径上信号的强弱, 显然只需要挑选出较强的几径, 进行 PM P IC 即可, 我们称这种方法为简化的 PM P IC 算 法, 以 下 简 称 SPM P IC ( sim p lif ica t io n PM P IC ).LP 1T 222 1, 1L22=N 0 T s 26N1, 1 l + (K - 1) 1, 1 l +1, 13数值计算结果及仿真结果sl= 2L221, 1Ll= 14(24)仿真中设定所有的信道能量都归一化为 1, 理 1 2 + (K - 1) 2+ N 0 想信道估计, 基于2000 标准建立的平台 10 .l3Nl= 2ll= 12E sCDM A从上式我们可以得出以下几点结论: (1) 消除M P I 可以提高信干比; (2) 用户数越少, 消除M P I 的效果 越明显; (3)N 0 E s 越小, 消除M P I 改善越明显. 第 一个用户 R ake 接收机的误码率可近似为P= Q ( ) f ( ) d(25) PM P ICe01 11上式中 Q (x ) 的定义如下图 3 和图 4 给出了两径等功率 (信道 1: 0 dB , 0 dB )和三径不等功率 (信道 2: 0 dB , - 5 dB , - 10 dB ) 下, 车 速 为 5 km h 和 150 km h 下 采 用 R ake、 SM P IC 和 PM P IC 3 种算法的性能曲线. 可以看出 在低车速的情况下, 图 4 中给出的系统整体性能要 略低于图 3 中给出的性能, 原因在于低车速的时候, 深衰落的持续时间要长; 也可以看出 3 径不等功率2Q (x ) =1e- t 2 d t(26)2 x考虑在多径信道功率是指数分布的条件下, 这时, 式l1 +l(25) 的积分有一个闭式解 6 信道分布下的性能要低于两径等功率的情况, 这是因为其他径的信号能量过低, 导致分集增益下降; 同 时 3 径不等功率分布信道下的 PM P IC 相对 SM P IC 的性能改善并不是特别明显, 这是因为其他径的功PM P IC1(27)率相对较低, 对第一径的干扰不如等功率分布的那P e=l 1 -2l= 1样严重, 所以可以在对第一径解调的时候, 不抵消其l其中, 为 R ake 接收机合并的 f inger 数量. 为第 l2他两径的能量, 这和文献 1 的仿真结果是相同的. 11 信道的平均 SN R , 即: = E ( l, 1 ) ; 定义为 =图 5 给出了在M. 1225 信道模型下, 采用 R ake、l2l2ll l; 1 = M P I 1 + M A I 1 + 1 , 即式 (23) 的分母.i= 1ll - i2. 3简化的 PM P IC 算法在实际的 PM P IC 算法中不可能使用很多的径 来并行多径干扰抵消. 首先, 这样做, 需要的硬件资 源较多, 实现起来较困难; 其次, 也没有这个必要. 因 为实际信道中各个径的功率一般说来不太可能相 同, 只对那些信噪比能够达到一定门限的径作抵消 就可以提高接收机的性能; 否则反而会降低接收机 的性能. 所以, 我们通常在接收机中使用固定的强径 数目来实现分集接收. 对均匀分布的信道采用这种 方法显然是不公平的. 但如果信道的能量不是均匀图 3 两径等功率 (0 dB , 0 dB ) , 三径不等功率 (0 dB ,- 5 dB, - 10 dB ) 车速 150 km h 的性能比较F ig. 3 Perfo rm ance of channel 1 (0 dB, 0 dB ) and channel 2 (0 dB , - 5 dB , - 10 dB ) at veh icle speed 150 km h302应 用 科 学 学 报22 卷PM P IC 和 SPM P IC 3 种算法的性能比较曲线, 其中 载频频率为 2 GH z; 扩频因子为 4 或者 16, 相应的数据速率为 307. 2 kbp s 和 76. 8 kbp s; 导频功率因子为 1; 切普速率为 1. 228 8 M H z. 可以看出在扩频 比增加的时候, PM P IC 及其简化算法 SPM P IC 的 改进效果会有所下降, 通过式 (21) 也可以看出这一 点. 同时可以看出 SPM P IC 与 PM P IC 相比较在性 能上并没有太大的损失, 因此在实用系统中可以采 用这种方法去降低接收机的复杂度.图 4 两径等功率 (0 dB , 0 dB ) , 三径不等功率 (0 dB ,- 5 dB , - 10 dB ) 车速 5 km h 的性能比较F ig. 4 Perfo rm ance of channel 1 (0 dB , 0 dB ) and channel 2 (0 dB , - 5 dB , - 10 dB ) at veh icle speed 5 km h图 5 扩频比为 416 情况下 3 种方法的性能比较F ig. 5 Perfo rm ance of differen t sp reading facto r at 4 and 164 结束语本文主要讨论了 CDM A 移动通信系统中M P I 对于 R ake 接收机的性能影响, 并提出了消除M P I 的基于 PM P IC 算法的改进 R ake 接收机. 理论分析 了采用 PM P IC 的 R ake 改进接收机和传统 R ake 接 收机的性能, 并得到了改进R ake接收机的误码率解析表达式, 就实际情况下的使用, 给出了一种简 化的算法, 最后在不同的信道条件下对不同算法进 行了蒙特卡罗仿真. 理论分析和仿真结果都表明, 本 文提出的算法可以大大改进传统 R ake 接收机的性 能, 同样用在W CDM A 移动通信系统中, 也具有较 高的实用价值.参考文献: 1 H u Rong, H uang A ip ing, W ang Hongyu, et a l. M u lt ip ath in terference cancellat io n and modified R ake receiver C . IEEE V TC, 2001 Sp ring, 2: 1508- 1512. 2 Baltersee J , Fock G, Schu lz2R it t ich P. A novel m u l2t ip ath in terference cancellat io n schem e fo r R ake channel est im at io n C . IEEE V TC, 2001 Sp ring, 2: 1493- 1497. 3 Xu Chang Q ing, Pan Ju Yan, Zhu Jun J ie, et a l. R e2 duced2com p lex ity m u lt ip ath in terference cancellat io ntechn ique C . IEEE V TC, 2002 Fall, 3: 1735 - 1738. 4 T u rin G L. In t roduct io n to sp read2spectrum an t im u l2t ip ath techn iques and their app licat io n s to u rban digi2 tal rad io J . IEEE PR