逆变电路.docx

实验四：逆变电路（一）实验目的1、掌握单相电压型逆变电路的工作特性；2、掌握电流滞环型单相PWM逆变电路的工作特性3、掌握不同控制方式下调制信号的生成方法。（二）实验原理（1）单相电压型逆变电路原理电压源单相方波逆变电路可以是推挽式或桥式的，后者的应用更加广泛。桥式电路又分为全桥和半桥，二者原理类似，这里以单相全桥方波逆变电路为例进行分析。单相全桥逆变电路，如图1所示。图1单相全桥逆变电路按照如图1所示的参考方向，假定电路已进入稳态。在t0时刻，S1、S3的门极驱动信号到达，同时S2、S4因门极信号撤除而关断，输出电压为Ud，由于负载的电感性质，负载电流滞后输出电压一个角度，在此期间负载电流为负，这意味着在t0时刻负载电流从S2、S4切换到桥臂对管S1、S3的反并联二极管D1、D3，这一过程称为强制换流。此后负载电感的磁场储能向直流母线馈送，负载电流的绝对值指数下降，直到负载电流过零。在t1时刻，负载电流达到零值并开始转变方向与uo同向，电流从桥臂二极管Dl、D3自然转移到同桥臂的S1、S3，这一过程称为自然换流。此后能量从直流母线向负载传递，负载电流指数上升，直到开关状态改变。单相方波逆变电路，在阻感负载时，还可以采用移相的方式来调节逆变电路的输出电压。移相调压实际上就是调节输出电压脉冲的宽度。SPWM采用的调制波为频率为fs的正弦波us=Usmsingts=2fg载波uc是幅值为Ucm，频率为fc的三角波。载波信号频率fc与调制信号频率f之比称为载波比，可以用P来表示，即 P = fc/fs正弦调制信号与三角载波信号的幅值之比可以定义为调制深度mm = Usm/Ucm通常采用us与uc相比较的方法生成PWM信号:当usuc时，功率开关S1、 S3导通，逆变电路输出电压uo等于Ud；当usuc时，S2、S4导通时，uo等于-Ud。随着开关管以载波频率fc轮番导通，逆变器输出电压uo不断在正负Ud间切换。由于在这种调制方式下，每个开关周期内输出电压波形都会出现正负两种电平，因此称为双极性SPWM。图4.2所示为p=15时的单相全桥双极性SPWM基本波形。图2 双极性SPWM示意图在单极性SPWM模式下，电路有三种工作模式:S1、S3(或其反并联二极管)载流，输出电压为正；S2、S4(或其反并联二极管)载流，输出电压为负；桥臂上侧或下侧一个主功率开关和另一臂同侧续流二极管载流，如S1、D1载流，输出电压为零。主电路在每个开关周期内输出电压在正和零(或负和零)间跳变，正、负两种电平不会同时出现在一个开关周期内，故称为单极性SPWM。图4.3所示为单相全桥双极性SPWM基本波形。图3.单极性SPWM示意图（2）电流滞环型单相PWM逆变电路原理 图4、电流滞环型单相PWM逆变电路 图5、滞环跟踪控制时的电流波形图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。将给定电流与输出电流进行比较，电流偏差D超过时 h，经滞环控制器HBC控制逆变器上（或下）桥臂的功率器件动作。采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM电压波形示于图X。如果， 且- h，滞环控制器 HBC输出正电平，驱动上桥臂功率开关器件V1导通，变压变频器输出正电压，使增大。当增长到与相等时，虽然滞环比较器的输入信号的符号发生了变化，但HBC仍保持正电平输出，保持导通，使继续增大。直到达到=+h， D = h ，使滞环翻转，HBC输出负电平，关断V1，并经过延时后驱动V4，电流的负半周V4才能导通。但此时未必能够导通，由于电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管续流，使受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，直到时ia=ia*-h，到达滞环偏差的下限值，使HBC再翻转，又重复使V1导通。这样，与交替工作，使输出电流给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。从图X可以看到，输出电流是十分接近正弦波的。（三）实验内容1、在MATLAB/Simulink中构造单相电压型逆变电路。分别生成方波控制信号、移相控制信号、单极性SPWM控制信号和双极性PWM控制信号。在不同控制方式下，测量输出电压波形并进行谐波分析；2、在MATLAB/Simulink中构造电流滞环型单相PWM逆变电路，测量交流相电压、相电流、线电压和直流电流波形，并进行谐波分析；分析在不同滞环控制参数对输出波形的影响。（四）实验过程与结果分析1仿真系统MATLAB/Simulink平台2仿真参数（1）单相电压型逆变电路单相方波逆变电路：直流电压设置为300V，电阻电感分别设为1和10mH。Pulse generator幅值为1，周期为0.02s，占空比50%，开关2、3延迟0.01s。移相控制电路：直流电压设置为300V，电阻电感分别设为1和10mH。Pulse generator幅值为1，周期为0.02s，占空比50%，开关2延迟0.01s、3延迟0.015s、4延迟0.005s。单极性SPWM电路：做两组实验，一组调制深度m设为0.5，另一组调制深度m设为1。基本参数：直流电压设置为300V，电阻1，电感1mH。输出基波频率设为50Hz，载波频率设为基频的15倍，即750Hz。将仿真时间设为0.06s，在powergui中设置为离散仿真模式，采样时间为1e-5s。双极性SPWM：做两组实验，一组调制深度m设为0.5，另一组调制深度m设为1。基本参数：直流电压设置为300V，电阻1，电感1mH。输出基波频率设为50Hz，载波频率设为基频的15倍，即750Hz。将仿真时间设为0.06s，在powergui中设置为离散仿真模式，采样时间为1e-5s。（2）电流滞环型单相PWM逆变电路直流源电压E=250V，电阻R=2，电感L=0.01H3仿真波形与分析（1）单相单压型逆变电路单相方波逆变电路仿真模型如图6所示。图6. 单相方波逆变电路仿真时间设为0.1s可得输出电压电流波形，如图4.9所示。图7中交流电压为正负300V的方波电压，周期与驱动信号同为5OHz。交流电流和直流电流波形由阻感负载的特性所决定。直流电流为负的期间，电流通过反并联二极管流向电源，负载电感的磁场储能向直流母线馈送；直流电流为正的期间，电流通过1GBT流向负载。图7 电压电流波形 图8 电压幅值和THD如图8所示，逆变器输出的交流基波电压幅值为381.9V,交流电压的THD为48.35%。可见，单相方波逆变器输出电压的幅值大于直流电压，其电压利用率较高，但同时谐波含量较大，难以满足多数负载的要求。移相控制电路与单相方波逆变电路仿真模型一致，如图6.所示。仿真时间设为0.1s可得输出电压电流波形，如图9所示。图9中交流电压为正负300V的方波电压，周期与驱动信号同为5OHz。图9.电压电流波形 图10.电压幅值和THD如图10所示，逆变器输出的交流基波电压幅值为270V,交流电压的THD为48.35%。可见，移相控制输出电压的幅值，随着相位的改变改变，可以大于直流电压，也可小于直流电压。谐波含量与不移相时一样，依然较大，难以满足多数负载的要求。单极性SPWM电路仿真模型，如图11所示。图11.单极性SPWM电路调制深度为0.5时，输出交流电压、电流波形，如图12所示。图12.交流电压电流波形输出电压为单极性PWM型波，脉冲宽度符合正弦变化规律。对输出的交流电压进行FFT分析，可得频谱图如图13所示。15次谐波为基波的73%左右，值得考虑的最低次谐波为3次，幅值为基波的33%左右，最高分析频率为3.5kHz时的THD达到76.97%。图13.m=0.5时的输出电压谐波分析图调制深度为1时，输出交流电压、电流波形，如图14所示。图14.交流电压电流波形输出电压为单极性PWM型波，脉冲宽度符合正弦变化规律。对输出的交流电压进行FFT分析，可得频谱图如图15所示。15次谐波所占比重仍然较大，值得考虑的最低次谐波3次占比也较大，THD为46.50%。图15.m=1时的输出电压谐波分析图单极性SPWM电路仿真模型，如图16所示。图16双极性SPWM电路调制深度为0.5时，输出交流电压、电流波形，如图17所示。图17.交流电压电流波形输出电压为单极性PWM型波，脉冲宽度符合正弦变化规律。对输出的交流电压进行FFT分析，可得频谱图如图18所示。基波幅值约为150V。最严重的20次谐波分量达到基波的2.2倍，值得考虑的最低次谐波为18次，为基波的25%左右，最高分析频率为3.5kHz时的THD达到263.85%。图18.m=0.5时的输出电压谐波分析图调制深度为1时，输出交流电压、电流波形，如图19所示。图19.交流电压电流波形输出电压为单极性PWM型波，脉冲宽度符合正弦变化规律。对输出的交流电压进行FFT分析，可得频谱图如图20所示。基波幅值约为300V。最严重的20次谐波分量明显降低，只有基波的85%左右，值得考虑的最低次谐波为18次有所增大，最高分析频率为3.5kHz时的THD达到99.81%。图20.m=1时的输出电压谐波分析图（2）电流滞环型单相PWM逆变电路图21. 电流滞环型单相PWM逆变电路波形图如下：图22 图23谐波分析： 图.24由上图可知，滞环跟踪的电流波形并非理想的正弦波，对其进行谐波分析，电流的总谐波含有量为14.7%。延长死区时间：图.25由上图可知，滞环跟踪的电流波形并非理想的正弦波，对其进行谐波分析，电流的总谐波含有量为10.86%。缩短死区时间：图.27由上图可知，滞环跟踪的电流波形并非理想的正弦波，对其进行谐波分析，电流的总谐波含有量为15.61%。4结论单相方波逆变电路中，