SRTP-大功率白光LED驱动电路的研究.doc

大功率白光LED驱动电路的研究摘 要纵观人类照明史，先后经历了火光照明、白炽灯照明、荧光灯照明。LED发光二极管作为照明家族的新成员，正处于蓬勃发展阶段，大有取代传统的白炽灯甚至节能灯的趋势。随着大功率LED在灯光装饰和照明中的普遍使用，大功率LED驱动电路设计显得越来越重要。在LED迅速发展的今天，LED驱动电路也随之快速跟进，多种驱动方式并存，不同的设计方案在完善。在LED照明领域，没有好的驱动器的匹配，LED照明的优势将无法体现。大功率LED是电流型器件，严格的控制流过LED的电流是恒定的及其重要，而且还要实现可以对LED调光，满足各种需求。 本文对LED的驱动方式进行了深入探讨，并基于集成电路PT4115设计了一个恒流驱动电路，用以实现大功率LED的驱动。而且本论文还设计了一款反激式开关电源，用来给PT4115供电。对驱动电路原理进行分析后，动手制作了实物电路验证。实验结果表明所设计的驱动电路能保证LED的稳定高效率发光，在工程上有广泛地应用前景。关键词：大功率LED、恒流驱动电路、开关电源、PT4115目录前 言3第1章 整体电路图4第2章 大功率LED简介5第3章 驱动电路介绍113.1 电流限阻电路113.2线性控制电路123.3开关变换电路13第4章 开关电源144.1 PWM原理144.2 基于UC3842的开关电源电路184.3开关电源设计指标224.4 UC3842详细电路图28第5章 大功率LED恒流驱动电路295.1 大功率LED驱动芯片的比较295.2 PT4115简介305.3 PT4115恒流原理325.4 基于PT4115的恒流电路设计335.5 具体电路图35第6章 实验电路实物展36总 结37参考文献37前言：LED是一种节能、环保、小尺寸、快速、多色彩、长寿命的新型光源。近年来国内许多厂家都在积极研发LED新型灯具。但是一个不容忽视的事实是与LED灯配套的驱动器却没有及时跟上来，驱动电路性能不佳，故障率高，成了LED推广应用的瓶颈，其中还有许多技术问题需要研究解决。 接触过LED的人都知道：由于LED正向伏安特性非常陡（正向动态电阻非常小），要给LED供电就比较困难。不能像普通白炽 灯一样，直接用电压源供电，否则电压波动稍增，电流就会增大到将LED烧毁的程度。为了稳住LED的工作电流，保证LED能正常可靠地工作，各种各样的LED驱动电路就应运而生。第一章 整体电路图：220V市电接入电路，经过高效率开关电源降压输出功率达60W的12V/5A的直流电压，然后再驱动大功率LED恒流芯片PT4115给LED提供恒定电流，最后LED再接入保护电路，至此构成了大功率LED驱动电路。第二章 大功率LED简介二十世纪50年代，英国科学家使用半导体砷化镓发明了第一个具有现代意义的LED节能灯。 80年代早期到中期对砷化镓磷化铝的使用使得第一代高亮度的LED的诞生，先是红色，接着就是黄色，最后为绿色。 90年代中期，出现了超亮度的氮化镓LED节能灯，随即又制造出能产生高强度的绿光和蓝光铟氮镓Led。今天能在市场上看到各种生产出来的新奇颜色的LED节能灯，如浅绿色和粉红色。LED从诞生至今以每10年亮度提高30倍，价格下降10倍高速发展。大功率LED作为新型照明产品用途约来越多大功率LED的价格也越来越便宜,大功率LED逐渐引起了人们的关注和期望。LED即发光二极管，是一种用途非常广泛的固体发光光源，是具有节能、环保、小尺寸、快速、鲜艳多色彩、长寿命、启动时间短、无紫外线输出、工作电压低和使用安全等优点的新型光源。近年来，除了常规的作为指示、显示等应用外，随着LED研发技术的不断突破，高亮度、超高亮度、大功率的LED相继问世，特别是白光LED的发光效率已经超过了常用的白炽灯，正朝着常照明应用的方向发展，大有取代传统的白炽灯甚至节能灯的趋势。 功率LED是指拥有大额定工作电流的发光二极管。普通LED功率一般为0.05W、工作电流为20mA，而大功率LED可以达到1W、2W、甚至数十瓦，工作电流可以是几十毫安到几百毫安不等。由于目前大功率LED在光通量、转换效率和成本等方面的制约，因此决定了大功率白光LED短期内的应用主要是一些特殊领域的照明，中长期目标才是通用照明。2.1 LED光源优点 大功率LED作为照明光源具有体积小、耗电小、发热小、寿命长、响应速度快、安全低电压、耐候性好、方向性好等优点。 外罩可用PC管制作，耐高温达135度.，低温-45度1.使用寿命：大功率LED路灯使用寿命高达50,000小时以上2.节能：比高压钠灯节电80%以上3.绿色环保。大功率LED路灯不含铅、汞等污染元素，对环境没有任何污染4.安全：耐冲击，抗震力强，led发的光在可见光范围内，无紫外线（UV）和红外（IR）辐射。无灯丝和玻璃外壳，没有传统灯管碎裂的问题，对人体无伤害、 无辐射；5.无高压，不吸灰尘。消除了普通路灯因高压吸收灰尘导致灯罩发黑引起的亮度降低；6.无高温，灯罩不会老化发黄。消除了普通路灯因高温烘烤灯罩使其老化发黄引起的亮度降低和寿命的缩短；8.启动无延时。led在纳秒级，通电即达正常亮度，无须等待，消除了传统LED路灯长时间的启动过程；9.无频闪。纯直流工作，消除了传统路灯频闪引起的视觉疲劳；10.无不良眩光。消除普通大功率LED路灯的不良眩光所引起的刺眼、视觉疲劳与视线干扰，提高驾驶的安全性，减少交通事故的发生。11.柔性化好LED光源的精巧，使LED灯能适应各种几何尺寸和不同空间大小的装饰照明要求，诸如：点、线、面、球、异形式，乃至任意艺术造型的灯光雕塑；12. 色彩纯厚由半导体PN结自身产生色彩，纯正，浓厚；色彩丰富三基色加数码技术，可演变任意色彩；2.2 LED发光原理发光二极管（LED）是一种能把电能转化为光能的固体器件，它的结构主要由PN结芯片、电极和光学等系统组成。LED的基本工作原理是一个电光转换的过程，当一个正向偏压施加于PN结两端，由于PN结势垒的降低，P区的正电荷将向N区扩散，N区的电子也向P区扩散，同时在两个区域形成非平衡电荷的积累。由于电流注入产生的少数载流子相对不稳定，对于PN结系统，注入到价带中的非平衡空穴要与导带中的电子复合，其中多余的能量将以光的形式向外辐射，电子和空穴的能量差越大，产生的光子能量就越高。能量级差大小不同，产生光的频率和波长就不同，相应的光的颜色就会不同。发光二极管（LED）是一种注入点发光的发光器件，它由P型和N型半导体组成。其发光机理常分为PN结注入发光和异致节注入发光两种。2.2.1 PN结注入发光： 当PN结处于平衡时，存在一定的势垒区。注入发光的能带结构如下图1.1所示。图1.1 能带结构图当加正偏压时，PN节区势垒降低，从扩散区注入的大量非平衡载流子不断的复合发光，并主要发生在P区。这主要是因为发光二极管在正向电压的作用下，电子与空穴做相对运动，即电子由N区进入P区，而空穴由P区向N区运动。因为电子的迁移率比空穴电子的迁移率高20倍左右，电子很快从N区迁移到P区，N区的费米能级因简并而处于很高能级的位置；而P区的受主能级的很深且形成杂质能带，因而减少了有效带隙的宽度。PN结型发光器件有发红外光的GaAs发光二极管，发红光的GaP（掺杂Zn-O）发光二极管，发绿光的GaP（掺杂Zn）发光二极管，发黄光的GaP（掺杂Zn-N）发光二极管，以及其它各种发单色光的发光二极管和发白光的发光二极管。2.2.2 异质结注入发光为了提高载流子的注入效率，可以采取异质结，如下图1.2所示为理想的异质结构能带图。由于P区和N区的禁带宽度不同，空穴就不断的向N区扩散，这就保证了空穴向发光区的高注入效率。对N区的电子势垒仍然较高，电子不能注入P区。这样禁带宽的P去成为注入源，禁带窄的N去成为载流子符合发光的发光区。异质结注入发光机理如图1.3所示。 图1.2 异质结构能带图 图1.3 异质结注入发光机理图2.3 LED 特性参数 2.3.1 电学特性 LED工作的电流-电压(I-V)特性如下图所示。发光二极管具有与一般半导体三极管相似的输入伏安特性曲线。LED的I-V特性具有非线性、单向导电性，即外加正偏压表现低接触电阻，反之为高接触电阻。VA为开启LED发光的电压，IA为正向电流，VB为反向击穿电压，IB为反向电流。 图1.4 LED I-V特性曲线 2.3.2 光学特性LED器件在极限工作电流范围内发光强度随正向电流的增加而增加，但不同半导体材料制成的LED器件，其发光强度与正向电流的变化关系有所不同。从总体上看，发光强度都是随着正向电流的增加而增加的。发光强度与正向电流的关系曲线如下图所示。在一定范围内，大功率LED发光强度随着随正向电流的增加而增加，当正向电流达到一定值，其发光强度也就趋向饱和，不再随正向电流的增加而增加。 图1.5 发光强度与正向电流的关系 2.4 LED存在的问题；我国虽有多家企业开发生产LED城市照明路灯，但很多是用小功率LED阵列作发光体，散热问题解决了，所用LED数量要很多，小功率LED光衰强，安装成本高;城市照明LED路灯采用大功率LED是发展的趋势，少数用大功率LED作发光体的路灯产品由于没有很好地解决功率达到一定量时，LED的散热问题;LED的散光和聚光控制问题;路灯在路面照射面的照度范围、型态和照度的均衡问题;光电转换效率太低，每瓦只有几个流明等问题。因此产品性能还不尽如人意;高性能的产品价位又居高不下，难以推广普及。散热和可靠性是影响大功率LED应用主要因素 。LED封装光源的散热问题，一直是LED产品开发中遇到非常重要的问题，其中产品材料的导热性能就非常之关键。陶瓷材料是导热性能非常好的材料，它有导热率高，良好的物量性能（不不收缩，不变形），良好的绝缘性能与导热性能。因此，采用陶瓷材料将是未来LED产品开发的主流趋势。第三章 驱动电路介绍 最简单的是串联一只镇流电阻，而复杂的是用许多电子元件构成的“恒流驱动器”。近几年来，为解决研发LED灯的需要，广开思路对各种可能有使用价值的LED驱动电路，从简单到复杂，从小功率到大功率，从直流到交流，全面深入地进行了试验研究，从中提炼出了几种有代表性的驱动电路方案，经试用效果好。下面逐一介绍： 3.1电阻限流电路这类应用的原理图如图2-4所示，电阻限流电路控制方式是根据LED的I-V曲线来确定预期正向电流所需要的电压，过一个串联电阻来控制LED的电流。一般根据LED参数和发光强度，可以得到LED的直流电流，从而可知LED两端的电压，限流电阻值： （2-1）式中：Vin为电路的输入电压；IF为IED的正向电流；VF为LED在正向电流为IF时的压降；VD为防反二极管的压降(可选)。图2-4 电阻限流电路这个应用方案简单易行，只需要一个限流电阻就可以控制LED的光强，但存在不少的缺点:输入电压的微小变化都会导致LED电流的变化，从而影响光通量输出；限流电阻上会消耗大量的功率而使得整个系统效率不高；当这种调光方式在对白光LED灯进行亮度调节时，会使LED发出的白光颜色发生偏移，不利于把这种控制方式用于日常照明系统，所以这种方式多用在对光色要求不高的情况。3.2线性控制电路 与电阻限流法相比，线性控制法在精度上有了很大的提高。其基本的原理是:线性控制是把工作于线性区的功率管等效为一个动态电阻，通过负反馈系统调节功率管的阻值大小使得流过LED的电流维持在一个恒定的值。但是由于功率管工作在线性区，消耗了较多的功率，系统的效率不高。线性调节器可以分为并联型和串联型两种。图2-5 并联型线性控制器和串联型线性控制器 并联型线性调节器又称为分流调节器。它采用功率管与LED并联，分流掉负载的一部分电流。与电阻限流电路相似，分流调节器也同样需要串联一个限流电阻Rload，如图1-8 (a)所示。当输入电压增大时，流过LED上的电流增加，反馈电压增大使得功率管Q1的动态电阻减小，流过Q1的电流将会增大，这样就增大了限流电阻Rload上的压降，从而使得LED上的电流和电压保持恒定。分流调节器同样由于串入了限流电阻，系统的效率不高，并且在输入电压变化范围比较宽的情况下很难做到恒流输出。串联型调节器是采用功率管与LED串联，当输入电压增大时，使功率管的动态电阻增大，从而使得功率管上的压降增大，以保持LED上的电压(电流)恒定，如图1-8(b）所示。这种控制方式与并联型线性调节器相比，由于少了串联的线性电阻，使得系统的效率较高。但是由于功率三极管或MOSFET管都有一个饱和导通电压，因此输入的最小电压必需大于功率管的饱和电压与负载电压之和，使得整个电路的电压调节范围受限。3.3 开关变换电路开关电源电路通过调节开关功率管的通断比可以调节输出电压的大小，理论上将功率管的损耗降低为0V。开关电源作为能量变换中效率最高的一种方式，特别适用于大功率LED的亮度控制。与传统的电压型Buck, Boost, Buck-Boost变换器不同的是大功率LED的驱动电路的反馈量是流过LED的电流信号而不是输出电压信号，以此来满足LED的恒流驱动要求。采用Buck拓扑可以实现低于输入电源电压的输出。这是一种定周期、定时刻导通的控制方式，通过控制LED的峰值电流来调节LED的亮度，整个控制电路结构比较简单。采用Boost可以实现高于输入电源电压的输出幅值。与电荷泵电路不同的是Boost理论上的升压增益可以无穷大，所以在连接多个LED方式时可以采用串联方式，保证了每个LED的发光亮度都相同，并且限流电阻也只需要一个，有效的提高了整个系统的效率，可以说是所有驱动电路中效率最高的。不过与电荷泵升压电路相比，需要电感元件，增加了系统的成本和体积。与传统的Buck-Boost变换器相比，用于大功率LED驱动的Buck-Boost型变换器电路是将开关管移至输入电压的负端，从而使得开关管的驱动更加简单。通过控制LED的峰值电流及其导通占空比，来调节LED的平均电流，以达到LED亮度调节的目的。图2-7 Buck、Boost、Buck-Boost型大功率LED驱动电路第四章 开关电源由于开关电源工作可靠稳定，故本实验选择开关电源作为LED驱动电路的前级电路。4.1脉宽调制型（PWM）开关电源原理取代线性变换器的开关型变换器早在20世纪60年代就开始应用。它将快速通断的晶体管置于输入和输出之间，通过调节占空比来控制输出直流电压的平均值。降压型的电压模式开关电源Buck变换器的原理图如图3-1所示。其中开关器件Q1与直流输入电压VDC直接相连。在每个周期T内，Q1导通时间为Ton。在Q1导通时，V1点电压为VDC（设Q1导通时两端的电压降为零）。Q1关断时V1点的电压迅速下降为0V(假设续流二极管D1的两端的电压降也为零)，则V1点的电压波形为矩形波，如图3-2所示，Ton时的电压为VDC，其余时间电压为零，则V1点一个周期内的平均电压直流值为VDC*Ton/T。LC滤波器接在V1和Vo之间它使输出点Vo成为幅值等于V DC*Ton/T的无尖锋无纹波的直流电压。图3-1电压模式开关电源Buck拓扑的原理图其逻辑关系是，当VDC上升时，则Vo上升，误差放大器输出电压Vea下降，锯齿波高于Vea的时间提前，也就是Q1导通时间Ton缩短，使得Vo =V DC *Ton/T保持不变；同理，如果VDC下降，则Q1导通时间Ton延长，最终的结果也保证Vo不变。由此可以总结出，无论输入电压VDC如何波动，电压控制系统都会改变Q1的导通时间Ton，使得最终的输出电压维持在Vo =Vref(1+R2/R1)。下面就详细的分析一下整个电路的工作过程和波形变化，假设输出为Vo。图3-2 Buck变换器连续工作模式下各节点波形二极管反偏截止，加在L上的电压的大小为VDC-Vo，由于电感两端的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升到I2，其斜率为。当控制信号使Q1关断时，由于电感的电流不能突变，所以电感两端电压极性迅速颠倒，二极管导通续流，这种电压极性颠倒的现象称为电感反冲。如果没有接二极管D1，则V1点的电位会变得很负以保持电感L上的电流方向不变，这会让Q1两端的电压差过大而损坏开关，接上二极管后，实际V1点的电压被箝位于比地低一个二极管导通压降。电感两端的电压极性反转后，电感中的电流线性下降，其斜率为。Q1关断结束后，电感上的电流降低到I1。当Q1再次导通时，D1的电流减少，Q1上的电流迅速增加并取代了二极管的D1正向电流直到D1上的电流为零，D1再次反偏，V1恢复到VDC，电感的电流开始重复前一个周期的变化过程。在整个周期内，电感的电流会有I2-I1的上下波动，输出电流Io的大小就是。虽然Io会根据负载的变化而变化，但是整个电感电流上升和下降的斜率却和负载无关16。以上讨论的Buck变换器的工作过程是基于稳定工作时电感上的电流在下降的过程中没有下降到0，也就是I10，我们称这种模式为连续工作模式，如图3-2中所示。如果电感上的电流在下降的过程中下降至零，也就是在电感上的储能被完全释放，我们称这种工作模式为不连续模式，如图3-3所示。图3-3 不连续工作模式下的电流波形图不连续工作模式输出电压和输入电压的关系推导如下。在一个周期T内，当Q1开启时，电流从0开始增加，则直到Q1关断时电感电流为，Q1关断期间Toff，假设经过Tr时间（也就是二极管D1导通得时间）后电感中的能量完全释放供给负载，为保证L的电流在Q1下次导通之前已经下降到0，则。因电感电流上升和下降的绝对值相等，则，化简得。从控制理论的角度分析，电压模式控制在整个控制电路中只有一个反馈环路，是一种单环控制系统。电压控制型变换器是一个二阶系统，它有两个状态变量：输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电流。二阶系统是一个有条件稳定系统，只有对控制电路进行精心的设计和计算后，在满足一定的条件下，闭环系统方能稳定的动作，开关电源的电流流经电感，对电压信号有90度的相位延迟。因此，仅用电压采样的方法稳压，响应速度慢，稳定性差，甚至在大信号时产生振荡，从而损坏功率器件。电压控制模式的优点是：（1）单环反馈的设计和分析比较容易进行；（2）锯齿波振幅较大，对稳定的调制过程可提供较好的噪声余度；（3）低阻抗功率输出，对多输出电源具有较好的交互调节特性。4.2基于uc3842的开关电源电路方案设计4.2.1 UC3842简介UC3842为8脚双列直插式封装，其内部原理框图如图1所示。主要由5.0V基准电压源、用来精确地控制占空比调定的振荡器、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。端1为COMP端；端2为反馈端；端3为电流测定端；端4接Rt、Ct确定锯齿波频率；端5接地；端6为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端7为集成块工作电源电压端，可以工作在840V；端8为内部供外用的基准电压5V，带载能力50mA。UC3842内部电路(1) 5v的基准电源:内部电源,经衰减得到2.5v作为误差比较器的比较基准.该电源还可以提供外部5v/50mA. 振荡器:产生波振荡.RT接在4RET 8脚之间,CT接4GND5之间. 频率f=1.8/CTRT,最大为500kHz.(2) 误差放大器：由VFB端输入的反馈电压和2.5V做比较，误差电压COMP用于调节脉冲宽度。Comp端引出接外部RC网络,以改变增益和频率特性.(3) 输出电路：图腾柱输出结构，电路1A，驱动MOS管及双极型晶体管。(4) 电流取样比较器：脚ISENSE用于检测开关管电流，可以用电阻或电流互感器采样，当VISENSE1V时，关闭输出脉冲，使开关管关断。这实际上是一个过流保护电路。(5) 欠压锁定电路VVLO：开通阈值16V，关闭阈值10V。具有滞回特性。(6) PWM锁存电路：保证每一个控制脉冲作用不超过一个脉冲周期，即所谓逐脉冲控制。另外，VCC与GND之间的稳压管用于保护，防止器件损坏。图腾柱输出电路 (Totem Pole)：由于此结构画出的电路图有点像印第安人的图腾柱，所以叫图腾柱式输出，也叫图腾式输出。输出极采用一个上电阻接一个NPN型晶体管的集电极，这个晶体管的发射极接下面管子的集电极同时输出；下晶体管的发射极接地。两晶体管的基极分别接前级的控制。就是上下两个输出晶体管，从直流角度看是串联，两晶体管联接处为输出端。上晶体管导通下晶体管截止，输出高电平；下晶体管导通上晶体管截止，输出低电平；上下两晶体管均截止，则输出为高阻态。在开关电源中，类似的电路常称为“半桥电路”。4.2.2 UC3842的使用特点(1) 采用单端图腾柱式PWM脉冲输出，输出驱动电流为200mA，峰值可达1 A。(2) 启动电压大于16 V，启动电流仅1 mA即可进入工作状态。处于正常工作状态时，工作电压在1034 V之间，负载电流为15 mA。超出此限制，开关电源呈欠电压或过电压保护状态，无驱动脉冲输出。(3) 内设5 V(50 mA)基准电压源，经21分压后作为取样基准电压。(4) 输出电流为200 mA，峰值为1 A，既可驱动双极型三极管也可驱动MOSFET管。若驱动双极型三极管，应加入开关管截止加速RC电路，同时将内部振荡器的频率限制在40 kHz以下。若驱动MOSFET管，振荡频率由外接RC电路设定，工作频率最高可达500 kHz。 (5) 内设过流保护输入(3脚)和误差放大输入(1脚)两个PWM控制端。误差放大器输入构成主PWM控制系统，可使负载变动在30100时输出负载调整率在8 以下，负载变动在70100时负载调整率在3以下。 (6) 过流检测输入端可对每个脉冲进行控制，直接控制每个周期的脉宽，使输出电压调整率达到0.01%V。如果脚电压大于1 V或脚电压小于1 V，PWM比较器输出高电平使锁存器复位，直到下一个脉冲到来时才重新置位。利用脚和脚的电平关系，在外电路控制锁存器的开/闭，使锁存器每个周期只输出一次触发脉冲。因此，电路的抗干扰性极强，开关管不会误触发，提高了可靠性。(7) 内部振荡器的频率由脚外接电阻与脚外接电容设定。集成电路内部基准电压通过脚引入外同步。脚和脚外接RT、 CT构成定时电路，CT的充电与放电过程构成一个振荡周期，其振荡频率可由下式近似得出：（31）4.2.3 UC3842的典型应用电路 反激式开关电源反激电路中的变压器起着储能元件的作用，可以看作是一对相互耦合的电感。工作过程是：开关开通后，V处于断态，初级绕组的电流线性增长，电感储能增加；开关关断后，初级绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过次级绕组和V向输出端释放。图3-3是本实验反激式开关电源原理图，其中的控制芯片采用UC3842。电源的输出电压12V/5A。该电路变换器是一个降压型开关电路。由单管驱动隔离变压器TC主绕组N1电流，C2、R3可以提供变压器原边泄放的通路。输出经整流、滤波送负载。芯片所用的电源Vcc由R2从整流后电压提供提供。Vcc同时也作为辅助反馈绕组N3的反馈电压。反馈比较电路信号是从辅助绕组N3经过V1、V2、C3、C4等整流滤波后得到的Vcc分压提取的。C6、R7构成信号的有源滤波。开关管电流被R10取样后，经R9、C7滤波，送芯片ISENSE端，当反馈信号值超过阈值1V时，确认过载，关断电源输出。芯片输出部分由OUT端驱动单MOSFET管，C8、V3对开关管有电压钳位作用。图3-3 UC3842组成的反激式电源该电路的同步整流器由VT1、VT2和VT3组成。开关管VT2为P沟道FET管IRF4905，其漏源极导通电阻为20M，关断时间80ns。开关管VT3为N沟道FET管IRF3205，其导通电阻8M，其漏一源极并联接在续流二极管V2两端。V2为反压10V、最大电流30A的肖特基二极管，当负载电流最大时，其饱和压降在0.5V左右。VT3导通后，与V2并联，将此电压降低到100mV，大大降低了开关管的损耗。为了实现VT2、VT3的轮流导通，电路中由双场效应管VT1组成驱动脉冲相位分离电路。VT1内部由P沟道和N沟道FET对管组成。当IC1脚输出驱动脉冲为高电平时，VT1内部P沟道FET管截止，N沟道FET管导通，VT2栅极通过R7、VT1脚和脚得到电压，VT2导通，输入电压通过VT2源一漏极加到L2左端，由电源向L2存储磁能，同时向负载供电。电流呈线性增长。当驱动脉冲达到截止点时，Cl2充电电压最大。在VT2导通的同时，VT1导通，其脚和脚将VT3栅源极短路，使VT3截止。在L2存储能量期间，VT2也反偏截止。在驱动脉冲的截止期，IC1脚输出低电平，VT1内部P沟道FET管导通，将VT2的栅源极短路。此时VT1的N沟道FET管截止。使VT2也截止，L2释放磁场能量，V2正偏导通，VT1脚漏极输出高电平经过R7，使VT3导通，其漏源极低内阻并联在续流二极管V2两端，使L2的释放电流增大。此部分电路中，利用MOS FET管的快速开关特性对VT2、VT3的导通截止进行控制，使VT2、VT3开关损耗进一步降低。由于L2在磁-电的存储释放过程中难免形成开关脉冲纹波，因此电路中滤波电容C12为6只100F的电容并联，以有效地降低电解电容的分布电感，使其高次谐波的滤波性能更好。4.3电源设计指标4.3.1 本LED前级电源电源输入、输出参数如下：输入电压：AC 110/220V；输入电压变动范围：90240V；输入频率：50/60Hz；输出电压：12V；输出电流： 5A。功率：60W控制电路形式为它激式，采用UC3842为PWM控制电路。电源开关频率的选择决定了变换器的特性。开关频率越高，变压器、电感器的体积越小，电路的动态响应也越好。但随着频率的提高，诸如开关损耗、门极驱动损耗、输出整流管的损耗会越来越突出，而且频率越高，对磁性材料的选择和参数设计的要求会越苛刻。另外高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料，整个电路的稳定性、运行特性以及系统的调试会比较困难。在本电源中，选定工作频率为85kHz.。4.3.2 元件的选择1变压器和输出电感的设计依据UC3842应用方式，选定定时电阻RT1.8k，定时电容CT10F。确定开关频率f85kHz，周期T11.8s。设计单端控制开关电源时，一般占空比D最大不超过0.5，这里选择D0.5，则： (4-1)根据电源规格、输出功率、开关频率选择PQ26/25磁芯，磁芯截面积S1.13cm2，磁路有效长度L6.4cm，饱和磁通密度BS0.4T。取变压器最大工作磁感应强度BmaxBS/30.133T，则电感系数A为： (4-2) 变压器原边线圈匝数N1为： (4-3)式中，UI最小直流输入电压。交流输入电压的最小值约为90V，UI902127(V)，得出N149.9匝，取50匝。原边线圈电感LAN1211.1(mH)。副边线圈匝数为： (4-4)式中：UDF整流二极管VDl上的压降； UL输出电感L上的压降。取UDF+UL0.7V，代入式(6-4)，得N210匝。副边线圈电感为： (4-5)开关管断开时，N1两端将会产生感应电动势，为了保证开关管正常工作，将感应电动势限制到e=300V。反馈电线圈向UC3842提供U12V的工作电压，按电容C1上的电压UC16V计算，以保证有足够的供电电压给UC3842。由N3(UC /e)N1可得N32.67匝，取3匝。变压器副边电流为矩形波，其有效值为： (4-6)导线电流密度取4A/mm2，所需绕组导线截面积为1.77/40.44(mm2)。同样可选择原边绕组导线，原边电流有效值为： (4-7)所需绕组导线截面积为0.354/40.0885mm2，选用截面积为0.09621mm2的导线(0.41mm)。取输出电感的电流变化量IL0.2IO0.5A，则输出电感为： (4-8)式中：U2副边线圈最小电压。计算得： (4-9)取UDF0.5V，UO3V，代入式(6-8)可得L140H。根据输出电感上的电流ILIO，所需绕组导线截面积应为2.5/40.625mm2，选择截面积为0.6362mm2导线(0.96mm)。2电路结构的选择小功率开关电源可以采用单端反激式或者单端正激式电路，电源结构简单，工作可靠，成本低。与单端反激式电路相比，单端正激式电路开关电流小，输出纹波小，更容易适应高频化。用电流型PWM控制芯片UC3842构成的单端正激式开关稳压电源的主电路如图4-1所示。单端正激式开关稳压电源加有磁通复位电路，以释放励磁电路的能量。在图4-1中，开关管VT导通时V1导通，副边线圈N2向负载供电，V4截止，反馈电线圈N3的电流为零；VT关断时V1截止，V4导通，N3经电容C1滤波后向UC3842脚供电，同时原边线圈N1上产生的感应电动势使V3导通并加在RC吸收回路。由于变压器中的磁场能量可通过N3泄放，而不像一般的RCD磁通复位电路消耗在电阻上，达到减少发热，提高效率的目的。图41单端正激式开关电源的主电路图3启动电路 图42输入220v交流电，经过C1、 L、 C2进行低通滤波 滤波后的交流电压经D1D4桥式整流以及电解电容C1、C2滤波后变成3l0V的脉动直流电压，此电压经通过电阻R18分压给uc3842提供启动电压，当电压达到16v时达到芯片的启动电压，UC3842开始工作并提供驱动脉冲， uc3842的启动电压大于16 V，启动电流仅1 mA即可进入工作状态。处于正常工作状态时，工作电压在1034 V之间，负载电流为15 mA。超出此限制，开关电源呈欠电压或过电压保护状态，无驱动脉冲输出。 图42高频滤波整流电路4 PWM脉冲控制驱动电路图43 PWM脉冲控制驱动电路图43由分压电阻R18提供分得的电压接入uc3842的（vcc）管脚，uc3842启动工作，由端（output）输出推动开关管工作，输出信号为高低电压脉冲。高电压脉冲期间，场效应管导通，电流通过变压器原边，同时把能量储存在变压器中。根据同名端标识情况，此时变压器各路副边没有能量输出。当脚输出的高电平脉冲结束时，场效应管截止，根据楞次定律，变压器原边为维持电流不变，产生下正上负的感生电动势，此时副边各路二极管导通，向外提供能量。同时反馈线圈向UC3842供电。UC3842内部设有欠压锁定电路，其开启和关闭阈值分别为16V和10V，电源电压接通之后，当7端电压升至16V时UC3842开始工作，启动正常工作后，它的消耗电流约为15mA。由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如图43所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升，R6两端的电压上升，其中R19和C8组成滤波电路防止脉冲尖峰使电路误操作，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0.3V达到1V(即电流超过15A)时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚无输出，MOS管S1截止，从而保护了电路。 5直流输出与反馈电路当开关管导通时，整流电压加在变压器初级绕组上的电能变成磁能储存在变压器中，开关管截止后，能量通过次级绕组释放到负载上。由公式：Uo=(Ton/(n)E （410）可以得出，输出电压和开关管的导通时间及输入电压成正比；与初，次级绕组的匝数比及开关管的截止时间成反比。图44 直流输出与反馈电路反馈电路采用精密稳压器TL431和线性光耦PC81。利用TL431可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。如图44输出电压经R9，R11分压后得到的取样电压，与TL431中的2.5 V带隙基准电压进行比较。当输出电压出现正误差，取样电压2.5 V，TL431的稳压值降低，光耦控制端电流增大，UC3842的反馈端(VFB)电压值增大，输出端的脉冲信号占空比降低，开关管的导通时间减少，输出电压降低；反之，如果输出电压出现负误差，UC3842的输出脉冲占空比增大，输出电压增高，达到稳压目的。在对电压精度要求高的场合，会把电压反馈信号从补偿端(CMOP)输入，不用UC3842的内部放大器，因此反馈信号的传输缩短了一个放大器的传输时间，使电源的动态响应更快。4.4详细电路图第五章 大功率LED恒流驱动电路5.1大功率LED驱动芯片的比较使用LED的新型照明设计一般都比白炽灯设计昂贵，所以从长远来看，必须用更高效率的发光来极大地降低耗电成本。 为了确保最佳性能和长工作寿命，LED需要一个有效的驱动电路。无论输入电压如何变化，LED驱动器都要向LED串提供恒定电流，以保持恒定光输出和颜色不变。出于这个原因，常常需要恒定频率、电流模式LED驱动器拓扑。与电压模式控制相比，电流模式控制改善了环路动态特性并提供逐周期限流，从而向LED提供恒定电流。同时，LED驱动器必须提供高于90%的效率，以最大限度减少对外部散热器的需求并保持照明系统的高效率。表4-1所列为当前主要大功率LED驱动控制芯片性能比较，在应用大功率LED驱动控制芯片时，可以依据不同的应用场合进行选择：1)当需要较高功率时可选择功率器件没有集成在芯片内的控制器，这样就可以按照实际的功率需求单独选择功率器件；2)当需要较高的变换效率时，如便携式设备等，可选择开关电源类的驱动电路；3)当应用于可靠性高的设备中，可选择有温度保护、故障报警等控制功能全面的芯片。 表4-1 当前大功率LED主要驱动芯片比较产品型号MLX10801TLE4242GPT4115LT3755LM3423AMC7150AD8240生产公司MelexisInfineonPowTechLinearNSADDtekAnalog恒流输出YYYYYYNPWM调光YYYYYYY输入电压/V6284.5428304.5404.57544012.527最大输出电流 /A0.40.5111!0.5温度保护YYYNNNN开关电源YNYYYNN功率器件在片内YYYNNYN故障检测NYYYYNN综合考虑设计简单、低电流消耗、高效率、短路保护、开路LED保护和高调光比（PWM调光）等要求，本设计采样PT4115 LED驱动芯片。4.5V至40V的输入电压范围使其适用于多种应用，如汽车等蓄电池供电、太阳能供电、工业和建筑照明。PT4115 使用外部N沟道MOSFET，可以用12V的输入驱动多达10W的集成白光LED，提供超过50W的功率。5.2 PT4115芯片简介5.2.1 PT4115特性 PT4115特性有： 输入电压:8-30V ； 输出电流:最大电流1.2A ； 输出电流精度:5% ； 高效率:最高97% ； 输出可调的恒流控制方法 ； 内置LED开路保护,过温保护 ； 采用频率抖动技术(Frequency Jitter)技术，能有效改善EMI ； 极少的外部元件 ； 复用DIM引脚进行LED开关、模拟调光、PWM调光 ； 工作频率:1MHz ； 静态功耗:115mV时，CS比较器的输出变低，内部功率开关关断，电流以另一个斜率流过电感（L）、电流采样电阻（RS）、LED和肖特基二极管（D），如图3.5；当（Vin-Vcsn）85mV时，功率开关重新打开，电流通过电感（L）、电流采样电阻（RS）、LED和内部功率开关从VIN流到地，如图3.6，这样使得在LED上的平均电流为： 3-(1)因为电流纹波较小，近似可看成电流大小不变，恒流大小由采样电阻RS决定。 高端电流采样结构使得外部元器件数量很少，采用1%精度的采样电阻，LED输出电流控制在正负5%的精度。PT4115可以在DIM管脚加PWM信号进行调光，DIM管脚电压低于0.3V关断LED电流，高于2.5V全部打开LED电流，PWM调光的频率范围从100HZ到20KHZ以上。当电平在0.5V到2.5V之间，也可以调光。DIM管脚也可以通过外加直流电压（VDIM）或者采用PWM调小LED电流，最大LED电流由采样电阻RS决定。直流电压（VDIM）的有效的调光范围是0.5V到2.5V。当直流电压(VDIM)高于2.5V输出LED电流保持恒定，并由（0.1/RS）设定。LED电流还可以通过DIM到地之间接一个电阻进行调节，内部有一个上拉电阻（典型200K）接在内部稳压电压5V上，DIM管脚的电压由内部和外部的电压分压决定。DIM管脚在正常工作时可以悬空。当加在DIM上的电压