专业组_先进控制类_西安理工大学_基于TMS320F2812的节能环保型矩阵式变频器的开发.doc

基于TMS320F2812的节能环保型矩阵式变频器的开发2011-2012德州仪器C2000及MCU创新设计大赛项目报告题 目： 基于TMS320F2812的节能环保型矩阵式变频器的开发 学校： 西安理工大学 指导教师： 宋 卫 章 组别： 专业组 应用类别： 先进控制类 平台： C2000 参赛队成员名单（含每人的邮箱地址，用于建立人才库）：王孝龙， 1898黄 骏， 马宝剑， 贺瑾，视频文件观看地址： /v_show/id_XMzU4ODQyNDgw.html/v_show/id_XMzU4ODQyODg4.html/v_show/id_XMzU4ODQyOTg0.html/v_show/id_XMzU4ODQzOTA4.html备注：本视频文件包括四个部分邮寄地址和收件人联系方式（快递发送，请不要使用邮政信箱地址）地址：陕西省西安市金花南路5号西安理工大学东门，邮编：710048收件人：宋卫章，手机号备用联系电话 目： 基于TMS320F2812的节能环保型矩阵式变频器的开发 摘要 本设计以双级矩阵变换器（TSMC）为研究对象，整流级采用四步换流算法，逆变级采用过调制算法，使TSMC电压传输比从0.866提高到0.955。以TMS320F2812 DSP为控制核，搭建了实验样机，设计了包括输入滤波器、箝位电路、双向开关驱动电路等。编写了系统软件，并进行了软硬件联机调试。实现了0.5-50Hz U/f变频调速及按键和电位器两种调速方式。Abstract Two-stage Matrix Converter(TSMC) is researched in this design. The Four-Step commutation algorithm is adopted in its rectifier, and the overmodulation strategy is adopted in its inverter,which raising the voltage transfer ratio from 0.866 to 0.955.The experimental prototype of the DSP of TMS320F2812 based control system was constructed.This design designed several important components of the prototype,such as input filter,clamp circuit and driver circuit of bidirectional switchs.The control of system software was written, and its hardware and software were debugged. The variable frequency speed algorithm is carried out, and the two modes of speed regulation of keystoke and electronic equipment can be selected.1. 引言随着电力电子技术的迅速发展，交-直-交电压型变频调速装置已经广泛地应用于交流调速系统中，但由于装置中多数应用了二极管桥式不控整流，所以输入电流谐波含量大、功率因数低。随着电网负载中电力电子设备的增加，畸变电流对电网品质的污染已成为不可忽视的问题，因此研究新型的既有优良输入品质而又成本低、结构紧凑可靠的新型变换器已成为当前的发展趋势。矩阵变换器克服了上述缺点，是近年发展起来的一种新型AC/AC“绿色”电力变换器，具有输入电流谐波含量少、功率密度高、输入功率因数可控、能量可双向流动的优点。双级矩阵变换器（Two-stage Matrix Converter，简称TSMC）近几年在传统矩阵变换器（Conventional Matrix Converter, 简称CMC）基础上发展起来的新型拓扑，它基于三相AC-DC-AC双级变换结构，不仅具有CMC所有的功能和特点，还具有调制策略和箝位电路简单等优点。本设计的双级矩阵变换器输入输出电流均正弦波,且输入可实现单位功率因数,进而证实了双级矩阵变换器不仅具有优良的传动性能,同时还可以满足日益严格的电网电能质量要求，具有节能环保的特点。2. 系统方案 2.1系统结构双级矩阵式变换器主要由输入滤波器、整流级和逆变级等三部分组成，其拓扑结构如图2-1所示。图2-1 18开关TSMC拓扑结构2.2输入滤波器图2-2 单调谐低通L-C滤波器TSMC能产生正弦输出电压和正弦输入电流，但是实际的瞬时输出电压和输入电流并不一定是标准的正弦波，而只是它们在一个采样周期中的平均值为标准正弦波。通常输出电压和输入电流都是SVPWM调制波，含有谐波分量。因此，必须经过滤波才能获得期望的正弦量。由于变换器的负载一般为阻感性负载，负载本身可起到滤波作用，因此输出端一般不再单独设立滤波电路。但输入端必须再附加滤波元件。滤波元件的体积取决于开关频率，但是开关频率的提高也意味着变换器开关损耗的增加，效率降低。因此在提高开关频率和减小滤波元件体积两者之间必须综合考虑，去寻找一组合适的滤波参数。本设计采用单调谐低通L-C滤波器，如图2-2所示，需要3个电感和3个电容。2.3整流级2.3.1整流级工作原理为使输入电流随输入电压按正弦规律变化、输入单位功率因数且直流侧得到输出极性为正，幅值尽可能大的直流电压，TSMC的整流级采用无零矢量的SVPWM调制策略。本文把输入相电压的周期分成6个扇区，如图2-3，每个扇区具有相同的特点：一相电压绝对值最大，另两相电压极性同它相反。图2-3 TSMC整流级开关状态为了使整流级输入电流正弦且输入单位功率因数，在一个PWM周期内，应使各相输入电流局部平均值与相应输入相电压值成正比。在三相输入电压平衡(Ua+Ub+Uc=0)的条件下，在第二扇区，可推导出占空比表达式： (2.1) (2.2)式中： dx和dac、dy和dbc分别为输出直流电压Uac、Ubc对应两个时间段的占空比；tx、ty为周期T内占空比分别为dx和dy的矢量作用时间；、表示三相输入电流局部平均值；、表示三相输入电压的相位。其它区间的占空比，以此类推。2.3.2换流双级矩阵变换器由于输入接滤波电容，故网侧三相任意二相不能短路，又由于变换器带阻感负载，整流级无自动换流通路，需保证输入三相任二相不能开路。在整流级调制信号中加死区可以解决任两相不能短路的问题，整流与逆变级的协调换流可以解决带感性负载时的续流问题。为了减小开关损耗同时安全换流，整流级采用零电流换流，零电流换流需要整流级与逆变级共同协调实现。整流与逆变级协调换流原理均是使逆变级的零矢量时该处于整流级开关切换处，逆变级输出零电压矢量，迫使直流侧输出开路时，整流级开关在零电流状态下切换从而实现零电流换流，即是使逆变级的零矢量时刻追踪整流级开关切换点，保证整流级零电流换流实现软开关切换，该换流方式原理较简单，但硬件实现较难。整流级换流还可以采用四步换流策略，本设计采用基于电流方向检测的四步换流策略。该方法需要检测整流级输出电流的方向，并以此和区间信息为换流依据实现四步换流，可实现性强。2.4逆变级2.4.1线性调制策略逆变级的结构与传统逆变器一样，故可采用性能优良的电压空间矢量调制策略。同样它由六个有效矢量V1V6和二个零矢量组成，如图2-4(a)所示。输出电压矢量U*可由其相邻有效空间矢量V、V和零矢量合成，如图2-4(b)所示。(a) (b)图2-4 逆变级电压空间矢量合成 定义TSMC逆变级的调制度m为： (2.3)其中：|U*|是参考相电压幅值；Upn是TSMC直流侧平均电压；2Upn/3为图2-4（a）所示六边形顶点电压矢量幅值；r=|U*|/Upn表示|U*|以Upn为基准进行标幺值计算。当0m0.866时，TSMC逆变级采用空间矢量线性调制策略。2.4.2过调制策略当逆变级调制度0.866m1时，即当参考电压矢量超出图2-4（a）所示的六边形内切圆时，TSMC的逆变级级进入过调制区域。本论文介绍一种单模式过调制控制技术，应用该过调制控制算法可使逆变级输出相电压中基波电压幅值与调制度m完全成线性关系。3. 系统硬件设计本TSMC变频器实验样机按7.5kW设计。3.1整流级开关管选取1）IGBT承受的最大反向电压为V；考虑2倍裕量和电网电压波动 V ； IGBT的耐压值要大于1182.28V即可。 2）IGBT电流峰值为A； IGBT电流有效值为A； 考虑2倍裕量，IGBT的额定电流为A；其中：U2=380V为电网电压；Po=7.5kW为输出功率；为功率因数。IGBT的耐流值要大于11.9A即可。综合考虑，整流级IGBT选型为：英飞凌公司的IKW40N120H3，1200V/40A。3.2逆变级开关管选取 A； A ； A； 考虑2倍裕量，取A； V；其中：=380V为电网电压；Po=7.5kW为输出功率；为功率因数；为输出电流；为输出电流最大值；为IGBT反向耐压值；为直流输出电压。考虑2倍裕量，故IGBT得耐压值取1200V。综合考虑，IGBT选型为：英飞凌公司的IKW40N120H3，1200V/40A。3.3输入滤波器参数设计滤波器的电感量和电容量应满足 (3.1) 式中，为转折频率。本论文选取为1.8kHz。为了尽量减小输入滤波器的尺寸和重量，并且尽量减小滤波电感上的压降，选取电感值为1.4mH，额定电流15A。根据式(3.1)可以计算出电容值为 (3.2) 根据以上计算，选择滤波电容为6uF/450V。本实验平台中，实际采用的滤波器结构与图2-2中所示的结构相比，在三个滤波电容旁还各并联了一个阻尼电阻以增大滤波器阻尼，减小输入电流振荡，提高系统稳定性，但这会增加系统损耗。若采用虚拟电阻的有源阻尼控制可增加系统的阻尼同时不产生额外损耗，这将是本课题组在TSMC方面的进一步的研究方向。综合考虑并经仿真验证，在输入额定电压时，选取阻尼电阻R为两个2k/50W并联最为合适。3.4驱动电路设计光耦合器具有体积小巧，抗干扰能力强等优点，随着光电耦合器技术飞速发展，光耦合器越来越适于高速功率开关的隔离驱动。本论文驱动电路的设计选用HP公司生产的集成驱动芯片HCPL-3120。在TSMC整流级中，每个双向开关中的两个IGBT同时开通同时关断，因此驱动电路采用一个驱动芯片驱动一个IGBT，共需12个驱动芯片，6路隔离电源。两个驱动芯片驱动两个IGBT组成的双向开关时，由于驱动器输出阻抗的缘故，有效的抑制了环流的产生，驱动波形符合要求。3.5箝位吸收电路特性参数假定负载电机三相平衡，即三相输出电流正弦平衡，则存储在电机三相电感中的能量为：QL=L（i2A+i2B+i2C）/2=3LI2/4 (3.3)式中，QL为存储在电机三相电感中的总能量；iA、iB和iC分别为三相电流；I为线电流的有效值。结合异步电机的简化等效电路，如图3-1所示，可知当出现过电压情况时，感应电机通过二极管直接与箝位电容相连，初始箝位电压等于输入相电压的1.5倍，即Uco=330V。在整个泄流过程中，励磁电流im保持不变，转子电流将从初始值ir变为im，箝位二极管将保持导通直到定子电流达到0为止。这样在整个过程中，传输给箝位电路的总能量可以计算如下：QCc=Qmotor=3（Lsi2s+Lri2r -Lmi2m）/4 (3.4)选择最严重的情况，即im为0时且ir=is，时QCc=Qmotor=3i2s（Ls+Lr）/4 (3.5)此时电容达到允许的最大电压值，并完全吸收该储能，可得3i2max（Ls+Lr）/4=Cc（U2max-U2co）/2 (3.6)即 (3.7)式中，imax按电机额定电流的(1.52)倍来选择；Umax按器件可承受的最大反向电压的(0.850.92)倍来选择。本论文中，Umax取540V，imax取5A，Ls和Lr各按0.02H计算，可得Cc为8.21X10-6。因此本论文选取两个220uF/450V型号箝位电容串联。泄流电阻Rc取200k/2w。图3-1 箝位电路和电机等效模型图中：is、ir、im定子电流、转子电流和励磁电流 Ls、Lr、Lm定子漏感、转子漏感和励磁电感3.6电压、电流检测电路设计3.6.1网侧电压检测电路电压检测电路的主要元件是型号HNV-025A的电压霍尔传感器。该电压霍尔是一种利用磁补偿原理的霍尔电压传感器，能够测量直流、交流以及各种波形的电压，同时在电气上是高度绝缘的。此传感器适用于测量电压10V-500V，电源电压为15V。3.6.2电流检测电路电流检测电路的主要元件是型号HNC151-100电流霍尔传感器。该电流霍尔的额定测量电流为25A,对应的输出电流值为25mA，电源电压为15V,采样电阻选择360。3.7控制电路设计图3-2为系统实现框图，主控制板主要是由一块TMS320F2812型DSP和一块MAX系列中的EPM240T100C5N型CPLD组成。引入CPLD，一是为了减轻DSP的工作负担，使DSP有充足的时间进行数值运算；二是增强系统对开关器件控制的可靠性。依据TSMC调制策略，将输入三相电压瞬时值经信号调理、采样送给DSP，同时将其相位信息送给CPLD。DSP依据采样信号的幅值和相位信息计算出整流和逆变级的占空比，然后送入CPLD，CPLD主要根据输入电压的扇区信息对DSP输出整流级部分触发脉冲进行逻辑分配，从而得到整流级6路独立的触发信号，并结合DSP的输出最终得到双级矩阵变换器9路独立的触发信号。图3-2系统实现框图4. 系统软件设计4.1软件的整体架构双级矩阵式变频器软件程序主要由主程序和中断服务子程序构成，中断子程序完成整流级和逆变级空间矢量调制算法。4.2主程序主程序包括初始化程序和主循环程序两部分。初始化程序完成系统配置、正弦表的建立、AD模块寄存器的设置、中断服务寄存器设置、初始化整流级变量和逆变级变量。主程序流程图如图4-1。图4-1 TSMC主程序流程图4.3整流级中断程序整流级中断服务程序采用连续递增计数模式，程序流程图如图4-2所示。首先求出经过电压霍尔转换后的三相输入电压幅值，然后对其进行3/2变换并判断参考电流矢量所在的扇区，计算出对应扇区的Tx、Ty，最后计算出两个有效矢量的占空比及其对应开关作用时间Tza、Tzb，对比较寄存器的值进行设置，最后通过逻辑比较，最终产生控制整流级的PWM信号。图4-2整流级中断服务子程序流程图4.4四步换流的CPLD实现现代电子设计技术的核心是EDA(Electronic Design Automation)技术EDA技术依赖于功能强大的计算机功能，使得设计者的工作仅限于利用硬件描述语言和EDA软件来完成系统硬件CPLD(Complex Programmable Logic Device)复杂可编程逻辑器件作为安全换流的硬件电路，选用VHDL语言编制相应的程序，以实现系统的安全换流。在流行的CPLD中Altera公司的MAX系列器件具有一定代表性，为高速设计应用提供了非常高的性价比，MAX系列器件的高性能和高密度是基于它先进的MAX(Multiple Array Matrix)多重阵列矩阵，本实验中考虑到硬件资源的利用率及价格等选用MAX系列具有240个逻辑门电路EPM240T100C5N作为四步换流的芯片，该芯片提供了JTAG接口进行在线编程，本系统通过VHDL语言对CPLD编程以实现双级矩变换器的四步换流。图4-3 CPLD换流信号模块接口CPLD换流模块信号接口如图4-3，图中的CLK为CPLD的系统时钟信号同时还作为CPLD内部时序逻辑电路的时间基准，Id为直流侧母线上电流的方向信号，PWM为单片机按照整流级的调制策略发出的整流级调制波，ua、ub、uc为输入三相的区间信息例如：当a相电压大于0时，则ua为1，否则为0。Sa1 Sa4、Sb1 Sb4、Sc1 Sc4为整流级a、b、c三相的三个桥臂上的单向开关的PWM波。4.5逆变级中断程序逆变级中断服务程序采用连续递增/递减计数模式，程序流程图如图4-4所示。首先根据参考电压Ur、Ur确定参考电压矢量所在扇区并计算两个相邻有效矢量作用时间Tn1、Tn2，最后计算出矢量切换点Ta、Tb、Tc，由扇区号决定将Ta、Tb、Tc分别输入正确的比较寄存器，DSP最后按比较逻辑输出逆变级六路PWM信号。图4-4逆变级中断服务子程序流程图4.6U/F调速及键盘显示程序4.6.1 U/F调速程序对TSMC试验样机采用U/f调速控制方法，由键盘设定输出频率信息，并得到与输出频率同比增加的输出电压。4.6.2键盘显示程序按键处理子程序流程图如图4-5所示，共有FUNC、SET、RUN、STOP、UP、DOWN六个按键，FUNC是一级菜单变量的选择，SET是选择二级菜单来修改相应变量的值。图4-5 键盘处理子程序5. 系统创新1）将用于常规矩阵变换器（CMC）的四步换流策略移植到双级矩阵变换器上，实现了TSMC安全可靠的换流；2）采用过调制策略，使TSMC的电压传输比从0.866提升到0.955，提高了系统的电压传输比，拓宽了矩阵变换器输出功率范围；3）实现矩阵变换器有源阻尼控制，在不增加系统额处损耗的前题下，增大系统阻尼，提高系统稳定性；4）实现矩阵变换器拖动永磁同步电动机稳定调速运行。6. 评测与结论为了验证控制策略的有效性和正确性，本小组制作了一台基于TMS320F2812-DSP+CPLD的TSMC实验样机并对调制策略进行了实验验证。实验参数见表6-1。表6-1实验参数输入电压 100V/50Hz输入滤波器 电阻：150/50W，电感：1.4mH，电容：6uF负 载 1.1KW鼠笼式异步电机输出频率 050Hz实验控制器TMS320F2812-DSP 整流级 逆变级开关频率5kHz 5kHz死区时间2 us 3us功率器件IKW40N120H3 IKW40N120H36.1评测6.1.1网侧电压电流图6-1为TSMC整流级和逆变级工作在线性调制下的输入相电压、输入相电流滤波前后实验波形。 图6-1 TSMC输入电压、输入滤波前后电流波形由实验结果知，输入电流为谐波含量较少的正弦波。输入接近单位功率因数，因滤波电容的原因，输入电流相位稍超前与输入电压。整流级采用四步换流，滤波前输入电流无尖峰，实现了安全可靠运行。6.1.2直流侧电压图6-2为TSMC整流级和逆变级工作在线性调制下的直流侧电压实验波形，因整流级为高频PWM整流，且直流侧无电解电容，考虑到逆变级的开关损耗，直流侧增加了高频吸收电容对直流侧的高频脉冲进行吸收，故直流侧为脉动直流，由于对逆变级算法进行了补偿，因此直流侧脉动对输