第5章 振幅调制、解调及混频 63页 2.5M PPT版.ppt

5 1概述 5 2振幅调制原理及特性 5 4调幅信号的解调 第5章振幅调制 解调及混频 5 5混频器原理及电路 返回 休息1 休息2 5 3振幅调制电路 1 调制 用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程 定义 信号 载波信号 等幅 高频振荡信号 正弦波 方波 三角波 锯齿波 调制信号 需要传输的信号 原始信号 语言 图像 密码 已调信号 已调波 经过调制后的高频信号 射频信号 2 解调 调制的逆过程 即从已调波中恢复原调制信号的过程 5 1概述 休息1 休息2 7 振幅调制分三种方式 5 相位调制 调制信号控制载波相位 使已调波的相位随调制信号线变化 6 解调方式 4 频率调制 调制信号控制载波频率 使已调波的频率随调制信号线性变化 3 振幅调制 由调制信号去控制载波振幅 使已调信号的振幅随调制信号线性变化 休息1 休息2 5 2振幅调制原理及特性 一 振幅调制信号分析 二 双边带信号 三 单边带信号 返回 休息1 休息2 1 设 载波信号 调制信号 那么调幅信号 已调波 可表达为 由于调幅信号的振幅与调制信号成线性关系 即有 即 式中ma为调制度 常用百分比数表示 1 AM调幅波的数学表达式 返回 5 2 1标准振幅调制 AM 信号分析 休息1 休息2 则有 其中 一般 实际中传送的调制信号并非单一频率的信号 常为一个连续频谱的限带信号 则 2 调幅信号波形 波形特点 1 调幅波的振幅 包络 变化规律与调制信号波形一致 2 调幅度ma反映了调幅的强弱程度 可以看出 一般m值越大调幅越深 返回 休息1 休息2 仿真 1 由单一频率信号调幅 可见 调幅波并不是一个简单的正弦波 包含有三个频率分量 3 调幅波的频谱 返回 同样含有三部分频率成份 2 限带信号的调幅波 返回 由于 4 AM信号的产生原理框图 可见要完成AM调制 其核心部分是实现调制信号与载波相乘 仿真 返回 2 上 下边带的平均功率 3 在调制信号一周期内 调幅信号输出的平均总功率 4 边带功率 载波功率与平均功率之间的关系 5 调制波的功率 休息1 休息2 在AM调制过程中 如果将载波分量抑制就形成抑制载波的双边带信号 简称双边带信号 它可以用载波和调制信号直接相乘得到 即 调制信号为单一频率信号 调制信号为限带信号的调制 5 2 2双边带 doublesidebandDSB 调幅信号 数学表达式 返回 休息1 休息2 2 波形与频谱 5 2 2双边带 doublesidebandDSB 调幅信号 1 DSB信号的包络正比于调制信号 2 DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性 即在调制信号负半周时 已调波高频与原载波反相 因此严格地说 DSB信号已非单纯的振幅调制信号 而是既调幅又调相的信号 3 DSB波的频谱成份中抑制了载波分量 全部功率为边带占有 功率利用率高于AM波 4 占用频带 仿真 返回 休息1 休息2 单边带 SSB 信号是由双边带调幅信号中取出其中的任一个边带部分 即可成为单边带调幅信号 其单频调制时的表示式为 上边带信号 下边带信号 5 2 3单边带 singlesidebandSSB 信号 返回 休息1 休息2 1 SSB信号的性质 在现代电子通信系统的设计中 为节约频带 提高系统的功率和带宽效率 常采用单边带 SSB 调制系统 由DSB信号经过边带滤波器滤除了一个边带而形成 如 上边带信号 下边带信号 2 单边带调幅信号的实现 返回 休息1 休息2 1 滤波法 有三种基本的电路实现方法 滤波法 相移法和移相滤波法 另外由三角公式 2 相移法 利用上三角公式的实现电路如下图所示 返回 休息1 休息2 仿真 移相滤波法是将移相和滤波两种方法相结合 并且只需对某一固定的单频率信号移相900 从而回避了难以在宽带内准确移相900的缺点 3 移相滤波法 移相滤波法实现单边带调幅的电路框图 返回 休息1 休息2 u sin t u1 sin tsin 1t u2 sin tcos 1t u3 cos 1 t u4 sin 1 t u5 cos 1 tsin ct u6 sin 1 tcos ct u5 u6 u5 u6 相加器输出电压 uSSBL u5 u6 sin c 1 t sin c1 t 相减器输出电压 uSSBU u5 u6 sin c 1 t sin c2 t 5 3振幅调制电路 5 3 1低电平调幅电路 5 3 2高电平调幅电路 1 二极管调幅电路 2 集成模拟乘法器调幅电路 1 集电极调幅电路 返回 2 基极调幅电路 通常分为 5 3振幅调制电路 三种信号都有一个调制信号和载波的乘积项 所以振幅调制电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路 具体的说调制可分为 高电平调制 功放和调制同时进行 主要用于AM信号 低电平调制 先调制后功放 主要用于DSB SSB以及FM信号 5 3 1低电平调幅电路 低电平调幅电路常采用第4章介绍的频率变换电路来实现 二极管调幅电路 集成模拟乘法器调幅电路 如下图所示的电路设 1 单二极管电路 且 则回路电流 而 1 二极管调幅电路 的频谱成份 为一个AM信号 仿真 返回 休息1 休息2 上半部分与下半部分电路对称其等效电路如右图所示 1电路结构 2 二极管平衡电路 2工作原理分析 设 式中 而 继续 反回 仿真 休息1 休息2 的频Z谱成份 如果上半部分与下半部分谐振回路谐振在频率 c处 且带宽B 2 谐振时的负载阻抗ZL 2RL 则实际输出电压u L为 T2的初 次级匝比为2 1 T2的次级输出电压为 能实现DSB调幅信号的调幅 在平衡电路的基础上 再增加两个二极管D3 D4使电路中四个二极管首尾相接 T1的初 次级匝数比为1 2 T2的2 1 T3的1 1 1 电路结构 构成环形 设 3 二极管环形电路实现DSB信号 返回 则有 休息1 休息2 仿真 uL 2 工作原理分析 而其中 3 二极管环形电路实现DSB信号 返回 休息1 休息2 仿真 那么在一个周期内平衡电路I II在负载RL上产生的电压为 式中 称为双向开关函数 有 的频率成份 只有组合频率 性能更接近理想乘法器 经滤波后的输出电压 返回 休息1 休息2 仿真 T2的次级输出电压为 2 集成模拟乘法器调幅电路 返回 休息1 休息2 仿真 用集成模拟相乘器来实现各种调幅电路 电路简单 性能优越且稳定 调整方便 利于设备的小型化 1 MC1596构成的调幅电路 X通道两输入端8脚和7脚直流电位相同 Y通道两输入端1脚和4脚之间接有调零电路 可通过调节电位器RW 使1脚电位比4脚高Uo 相当于在1 4脚之间加了一个直流电压Uo 以产生普通调幅波 实际应用中 高频载波电压uc加到X输入端口 调制信号电压u 及直流电压Uo加到Y输入端口 从6脚单端输出AM信号 2 集成模拟乘法器调幅电路 仿真 返回 休息1 休息2 2 BG314构成的调幅电路 ux uy uo 8脚附加补偿调零电压UXIS 12脚除附加补偿零电压UYIS ux uc Ucmcos ct uy u Uo Uo U mcos t 若2 14脚两端外接LC谐振回路的等效谐振电阻为RL 则2 或14 脚与地之间的负载为RL 由式 4 50 可推出变压器次级回路输出的调幅波电压为 如果uy u U mcos t 这种调制是在高频功率放大器中进行的 通常分为 5 3振幅调制电路 AM信号大都用于无线电广播 因此多用于高电平调制 5 3 2高电平调幅电路 基极调幅 BaseAM 集电极调幅电路 CollectorAM 发射极调幅 EmitterAM 电路中Cb为高频旁路电容 Cc对高频旁路 而对低频调制信号呈高阻抗 Rb为基极自给偏压电阻 放大器工作在丙类状态 集电极电路中除直流电压EC外 还串有调制信号 集电极有效动态电源为 uc u uo EC UC t 1 集电极调幅电路 过压 欠压 在基极调幅电路中 LC高频扼流圈 LB低频扼流圈 Ce1 Ce2 C2 C3 C4 CC高频旁路电容 Re射极偏置电阻 低频调制信号u t 通过耦合电容C1加在电感线圈LB上 电源EC经R1 R2分压为基极提供直流偏置电压UBO 即基极有效动态偏压为 基极调幅电路的调幅效率较低 输出波形较差 但所要求基极输入调制信号的功率较小 EC uc u uo UB t 2 基极调幅电路 uBEmax 过压 欠压 解调是调制的逆过程 是从高频已调波中恢复出原低频调制信号的过程 从频谱上看 解调也是一种信号频谱的线性搬移过程 是将高频端的信号频谱搬移到低频端 解调过程是和调制过程相对应的 不同的调制方式对应于不同的解调 振幅调制过程 解调过程 AM调制 DSB调制 SSB调制 包络检波 同步检波 峰值包络检波 平均包络检波 乘积型同步检波 叠加型同步检波 5 4调幅信号的解调 5 4 1调幅解调的方法 1包络检波 休息1 休息1 由于DSB和SSB信号的包络不同于调制信号 不能用包络检波器 只能用同步检波器 但需注意同步检波过程中 为了正常解调 必须恢复载波信号 而所恢复的载波必须与原调制载波同步 即同频同相 2同步检波 仿真 uAM 解调载波 休息1 休息1 1 电压传输系数Kd 3 检波电路的主要技术指标 是指检波电路的输出电压和输入高频电压振幅之比 当检波电路的输入信号为高频等幅波 即ui t Uimcos ct时 Kd定义为输出直流电压Uo与输入高频电压振幅Uim的比值 即 当输入高频调幅波ui t Uim 1 macos t cos ct时 Kd定义为输出低频信号 分量的振幅U m与输入高频调幅波包络变化的振幅maUim的比值 即 2 等效输入电阻Rid 因为检波器是非线性电路 Rid的定义与线性放大器是不相同的 Rid定义为输入高频等幅电压的振幅Uim 与输入端高频脉冲电流基波分量的振幅之比 即 3 非线性失真系数Kf 非线性失真的大小 一般用非线性失真系数Kf表示 当输入信号为单频调制的调幅波时 Kf定义为 式中 U U2 U3 分别为输出电压中调制信号的基波和各次谐波分量的有效值 4 高频滤波系数F 休息1 休息1 检波器输出电压中的高频分量应该尽可能的被滤除 以免产生高频寄生反馈 导致接收机工作不稳定 高频滤波系数的定义为 输入高频电压的振幅Uim与输出高频电压的振幅Uo m的比值 即 在输入高频电压一定的情况下 滤波系数F越大 则检波器输出端的高频电压越小 滤波效果越好 通常要求F 50 100 5 4 2二极管大信号包络检波器 休息1 休息1 1 大信号包络检波的工作原理 1 电路组成 它是由输入回路 二极管VD和RC低通滤波器组成 RC低通滤波电路有两个作用 对低频调制信号u 来说 电容C的容抗 电容C相当于开路 电阻R就作为检波器的负载 其两端产生输出低频解调电压 对高频载波信号uc来说 电容C的容抗 电容C相当于短路 起到对高频电流的旁路作用 即滤除高频信号 理想情况下 RC低通滤波网络所呈现的阻抗为 1 大信号包络检波的工作原理 休息1 休息1 2 工作原理分析 uD uD ui uo R 当输入信号ui t 为调幅波时 那么载波正半周时二极管正向导通 输入高频电压通过二极管对电容C充电 充电时间常数为rdC 因为rdC较小 充电很快 电容上电压建立的很快 输出电压uo t 很快增长 作用在二极管VD两端上的电压为ui t 与uo t 之差 即uD ui uo 所以二极管的导通与否取决于uD 当uD ui uo 0 二极管导通 当uD ui uo 0 二极管截止 ui t 达到峰值开始下降以后 随着ui t 的下降 当ui t uo t 即uD ui uo 0时 二极管VD截止 C把导通期间储存的电荷通过R放电 因放电时常数RC较大 放电较缓慢 检波器的有用输出电压 uo t u t UDC 仿真 检波器的实际输出电压为 uo t uc u t UDC uc当电路元件选择正确时 高频纹波电压 uc很小 可以忽略 输出电压为 uo t u t UDC包含了直流及低频调制分量 图 a 电容Cd的隔直作用 直流分量UDC被隔离 输出信号为解调恢复后的原调制信号u 一般常作为接收机的检波电路 图 b 电容C 的旁路作用 交流分量u t 被电容C 旁路 输出信号为直流分量UDC 一般可作为自动增益控制信号 AGC信号 的检测电路 休息1 休息1 峰值包络检波器的应用型输出电路 仿真 若设输入信号 如果以右图所示的折线表示二极管的伏安特征曲线 注意在大信号输入情况下是允许的 则有 有 低频调制分量 其中 直流分量 1 电压传输系数Kd 检波效率 定义 2 电路主要性能指标 休息3 休息1 休息2 有 另外 还可以证明导通角的表达式 代入上式可得 2 检波的等效输入电阻 峰值检波器常作为超外差接收机中放末级的负载 故其输入阻抗对前级的有载Q值及回路阻抗有直接影响 这也是峰值检波器的主要缺点 讨论 当VD和R确定后 即为恒定值 与输入信号大小无关 亦即检波效率恒定 与输入信号的值无关 表明输入已调波的包络与输出信号之间为线性关系 故称为线性检波 则输出信号为 当 一般计算方法为 当输入信号为 检波器的输入电阻Rid是为研究检波器对其输入谐振回路影响的大小而定义的 因而 Rid是对载波频率信号呈现的参量 若设输入信号为等幅载波信号 休息3 休息1 休息2 忽略二极管导通电阻rd上的损耗功率 由能量守恒的原则 检波器输入端口的高频功率 全部转换为输出端负载电阻R上消耗的功率 即有 又因Kd cos 1 所以 1 惰性失真 会造成输出波形不随输入信号包络而变化 从而产生失真 这种失真是由于电容放电惰性引起的 故称为惰性失真 在二极管峰值型检波器中 存在着两种特有失真 惰性失真 底部切割失真 3 检波器的失真 2 产生惰性失真的原因 输入AM信号包络的变化率 RC放电的速率 3 避免产生惰性失真的条件 在任何时刻 电容C上电压的变化率应大于或等于包络信号的变化率 即 仿真 休息3 休息1 休息2 另外 在二极管截止瞬间 电容两端所保持的电压近似等于输入信号的峰值 即 若设输入信号AM信号 包络信号为 在t1时刻包络的变化率 那么电容C通过R放电的电压关系为 4 分析 则有 休息3 休息1 休息2 即 可解得 有 实际应用中 由于调制信号总占有一定的频带 min max 并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同 设计检波器时 应该用最大调制度mmax和最高调制频率 max来检验有无惰性失真 其检验公式为 可见 ma 越大 信号包络变化越快 要求RC的值就应该越小 仿真 2 底部切割失真 1 原因 一般为了取出低频调制信号 检波器与后级低频放大器的连接如图所示 为能有效地传输检波后的低频调制信号 要求 二极管截止 检波输出信号不跟随输入调幅波包络的变化而产生失真 当UR Uim 1 ma 休息3 休息1 休息2 仿真 或 通常Cd取值较大 一般为5 10 F 在Cd两端的直流电压UDC 大小近似等于载波电压振幅UDC KdUim UDC经R和RL分压后在R上产生的直流电压为 由于UR对检波二极管VD来说相当于一个反向偏置电压 会影响二极管的工作状态 在输入调幅波包络的负半周峰值处可能会低于UR 显然 RL越小 UR分压值越大 底部切割失真越容易产生 另外 ma值越大 调幅波包络的振幅maUim越大 调幅波包络的负峰值Uim 1 ma 越小 底部切割失真也越易产生 UDC u t 要防止这种失真 必须要求调幅波包络的负峰值Uim 1 ma 大于直流电压UR 即 避免底部切割失真的条件为 式中 R RL R为检波器输出端的交流负载电阻 而R为直流负载电阻 一般 为高频载波周期 2 为发保证输出的高频纹波小要求 即 4 检波器设计及元件参数的选择 3 为了减少输出信号的频率失真 输出信号为一个低频限带信号 要求 4 为了避免惰性失真 要求 叠加型 乘积型 同步检波器可分为 三 同步检波 SynchronousDetection 注意 两种检波器都需要接收端恢复载波 1 乘积型 设输入已调波 而恢复的本地载波为 则相乘器输出为 休息1 休息2 讨论 1 当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步 同频 同相 则有 无失真将调制信号恢复出来 2 若本地载波与调制载波有频差 即 即引起振幅失真 则 仿真 3 若本地载波与调制载波有相位差 即 乘积型同步检波器的实用电路 休息1 休息2 低通滤波器 谐振限幅放大器 乘法器 uAM u u c u u ux uy uAM u uAM 注意点 1 同步解调的关键是乘积项 即以前介绍的具有乘积项的线性频谱搬移电路 只要后接低通滤波器都可实现乘积型同步检波 2 同步检波无失真的关键是同步 2 叠加型同步检波器 uAM 休息1 休息2 5 5混频器原理及电路 一混频概述 二混频电路 三混频器的干扰 返回 5 5 1混频器原理 1 混频器的变频作用 混频器是频谱的线性搬移电路 是一个三端口 六端 网络 本地振荡信号 一个中频输出信号 两个输入信号与输出信号之间的关系 的包络形状相同 频谱结构相同 只是填充频谱不同 即 其中心频率 其中 5 5混频器原理及电路 返回 休息1 休息2 uc fc uL fL uI fI 有两个输入信号 高频调制波 混频器是频谱的线性搬移电路 完成频谱线性搬移功能的关键是获得两个输入信号的乘积项 具有这个乘积项 就可以实现所需的频谱线性搬移功能 混频器的一般结构框图 设输入已调波信号 那么两信号的乘积项为 2 混频器的基本工作原理 本振信号 则经带通滤波器的输出为 仿真 uI 返回 uc uL 休息1 休息2 1 调幅 DSB为例 2 检波 3 混频 3 振幅调制 检波与混频器的相互关系 返回 仿真2 仿真1 仿真3 休息1 休息2 因为混频器常作为超外差接收系统的前级 对接收机整机的噪声系数影响大 所以希望混频级的越小越好 1 变频增益 变频电压增益 变频功率增益 2 噪声系数 5 5 2混频器主要性能指标 3 失真与干扰 变频器的失真主要有 频率失真 非线性失真 高质量通信设备中以及工作频率较高时 常使用 优点 噪声低 电路简单 组合分量少 例1 二极管平衡混频器 设输入信号 本振信号 若 则输出电压 5 5 3实用混频电路 如果输出中频滤波器的中心频率为 而环形混频器的输出是平衡混频器输出的2倍 且减少了输出信号频谱中组合频率分量 即减少了混频器所特有的组合频率干扰 仿真 休息1 休息2 1 二极管混频器 利用第4章所述的时变跨导电路 可构成晶体管混频器 由于时变偏置电压 2 晶体三极管混频器 利用付里叶级数可将展开成 其中变频跨导 变频 混频 增益Au为 中频输出电压uI为 双极型晶体三极管混频器基本电路的交流通道 共射极混频电路 本振信号由基极串联方式注入本振信号由射极注入 共基极混频电路 FET混频器的转移特性是平方律 输出电流中的组合频率分量比BJT混频器少得多 故其互调失真低 FET混频器容许的输入信号动态范围也较大 因此 尽管FET混频器的变频增益比BJT混频器低 却在短波 超短波接收机中获得了广泛应用 设输入已调制信号 uc Uc t cos ct 3FET混频电路 uI 右图为FET混频器原理电路 其中 Uc t Ucm 1 macos t 本振电压uL ULcos Lt LC回路调谐在中频 I L c或 I c L 通频带B 2 回路的谐振阻抗为RL 栅 源间的电压uGS为 uGS UGSQ uc uL UGSQ Uc t cos ct ULcos Lt 转移特性为平方律关系 即 式中 UGS off 为FET管的夹断电压 IDSS为漏极饱和电流 恒流区内的漏极电流为 uc uL uGS 式中 k1 k2 k3 k4为常数 可见 iD t 中含有差频 c L 电流分量 其幅值正比于Uc t 为 通过漏极LC负载回路选频后 输出的中频电压为 BG314构成的混频电路 如果本振电压uL 高频信号电压uc分别从4 9脚输入 BG314的输出端2 14脚间接LC谐振回路 设输入已调高频信号 4 模拟乘法器混频电路 仿真 休息1 休息2 uL uc uI uc Uc t cos ct 本振电压 uL ULcos Lt LC回路的谐振频率 I L c 其带宽B 2 回路谐振阻抗为RP 变压比为n N2 N1 输出中频信号电压uI为 混频增益Au为 uc fc uL fL uI fI un fn uo 三混频器的干扰 一般混频器存在下列干扰 1 信号与本振信号的自身组合干扰 干扰哨声 所以有 显然当变频比一定时 并能找到对应的整数p q时 就会形成自身组合干扰 注意点 1 自身组合干扰与外来干扰无关 不能靠提