5高频率的功率变压器.doc

5高频率的功率变压器 THE HIGH-FREQUENCY POWER TRANSFORMER5-0概论(INTRODUCTION)很多科学家认为磁性元件的设计是一种“高深的技术”，其实这乃是一种最重的错误观念。磁性元件的设计乃为精密的科学，而那些所有正确的基本电磁定律，乃由以前的科学家们所研究发展出来，如Maxwell, Ampere , Oersted ,与Gauss等人。本章主要目的就是介绍基本的磁学定律，而且为了实际的电磁元件设计，如线圈与变压器，我们将以简单的，合逻辑的，有条理的方式来深入浅出介绍磁性与电性之间存在的关系。5-1电磁的原理（PRINCIPLES OF ELECTROMAONETISM）考虑如图5-1所示的简单电路，此由电压源V，开关S与负载L，组成一个空气线圈（air coil）的电路，如果在某些情况下，开关S被关闭（closed）,则会有电流I产生经由线上流至负载，当电流通过线圈时，就会有磁场被建立起来，如图中所示，连接于线圈之间所产生的磁场，此乃为称之为磁通量（flux）,而磁场中的磁力线可称之为磁通链(flux linkages)。图5-1流经空气线圈的电流I会有磁通量的产生图5-2 铁磁材料棒置于线圈之内会产生较多或较强的磁通量然而，在此线圈中的磁通量并不会很大，如果我们在线圈中加入磁性材料（铁磁材料）棒，则会有额外的磁场被感应产生，因此，也就会有更多的磁通量被产生，如图5-2所示。而磁通链将沿着磁棒前进，并经由空气传导路径形成一回路，如果铁磁铁心（ferromagnetic core）以此种方式构成并取代了磁棒，则磁通就会呈现一连续的路径，且磁场将形成于铁心之内，因此所感应的磁场就会较强大，如图5-3所示。图5-3 连续的铁磁性铁心会限制所有的磁通量于铁心内并有很强的磁场产生在磁场上某一点所测量的磁通聚集程度，我们称之为磁通量密度（magnetic flux density）或是磁感应(magnetic induction),以符号B来表示。在本书中磁通量密度B的单位，我们以cgs系统（cen-timeter-gram-second system）来表示，其单位为高斯（gauss）Gs。另外一方面，由磁化力所产生的磁通量称之为磁场强度（magnetic field strength）H,其单位为奥斯特（oersteds）Oe。磁场强度可以由以下公式求出 （5-1） 在此 ：线圈的圈数 ：磁路电流 ：铁心的磁路长度另外一重要的关系，乃为磁通量与磁化力之间的比，我们称之为导磁率（permeability）,可表示如下：= （5-2）导磁率就是测量铁心材料被感应力所能磁化的容易程度，空气中的导磁率为一常数值，在cgs系统中其值为1。7-2磁滞回路（THE HYSTERESIS LOOP） 每一种磁性材料都有S形状曲线的特性，我们称之为磁滞回路（hysteresis loop）。此磁滞回路曲线是画在B-H的坐标轴上，此乃使磁性材料遭受完全磁化与非磁化周期。在图5-4中所示为典型的铁磁铁心的磁滞曲线，且在磁通量路径上无空气间隙，因此,如果我们从曲线a点开始，此点表示最大正磁化力，至b点磁化力为零，然后下降至c点为最大负磁化力，再至d点磁化力为零，最后返回最大正磁化力的a点，因此整个磁性周期就可获致，此形状为S。在图5-4中磁滞回路所描述的某些点非常重要，它们被定义如下： 为最大磁通量密度 为最大磁化力 为残余磁通量 (residual magnetic flux)，此时磁化力为零。图5-4 典型磁性铁心的磁滞回路（无间隙）为矫顽磁力（coercive force）或逆向磁化力需减少残余感应至零值。显而易见的由图5-4的B-H曲线可得知，当磁化力到达最大值时，其磁通量密度也达到最大值，此时即使磁化力继续增加，其最大磁通量密度保持不变，在此点磁感应之值，我们称之为饱和点，写为Bsat。 如果我们使用有空气间隙的铁心，将产生混合的磁通量路径，而改变磁路的有效长度，由于空气间隙的导磁率为1，则有效的磁路长度为 （5-3）在此 ：材料的磁路长度 ：空气间隙的磁路长度 ：磁性材料的导磁率我们应用安培的环路定律（amperes circuital law）于有间隙的铁心时，可证明出铁心磁通量密度为 （5-4）公式5-4乃为一重要的关系式，由所给的安培-圈数乘积（NI）中可得知，有空气间隙的铁心，其磁通量密度会小于无间隙的铁心，换句话说，有空气间隙的饱和磁通量密度Bsat会小于无空气间隙的饱和磁通量密度Bsat，在磁路上若有空气间隙存在，则磁滞回路曲线上就会有“倾斜（tilt）”现象产生，如图5-5所示的曲线。因此，在高磁化力的情况下，可减少铁心饱和的可能性。大多数的磁性铁心制造厂商都以标准的磁化曲线，来描述其材料的B-H特性。如图5-6所示，此曲线的斜率为B对H的比值，而在此曲线中 “弯曲点”以下的斜率可视为一常数值，因此，激发电流（excitation current）与合成的磁通量（resultant flux）之间，在此区域存在一种线性的关系，此使得铁心的导磁率也为一常数值。在此曲线的低位准区域铁心的损失也可以忽略；如此铁心的温度可保持在低值范围，在弯曲点以上部分，铁心就进入饱和状态，因此，对线性上的应用来说，应该避免在此区域操作。图5-5 具有空气间系铁心的磁滞回路。需注意的是由于增加了空气间隙的磁通量而改变了磁滞回路而且与无间隙情况比较Bsat的值会被减少图5-6 图中所示为线性与饱和区域的典型磁化曲线5-3基本变压器原理（BASIC TRANSFORMER THEORY）在前面我们曾提过电流流经封闭铁心的线圈绕组上，将会在铁心内感应磁通量的变化，如果此电流为周期性的，而且次级线圈也缠绕在相同的铁心上，我们所期望的相反效果将会发生，也就是在次级绕组上会感应电压与电流。在图5-7所示，就是二个绕组变压器的最简单形式。一般变压器的操作，其效率都非常高，不管是提高或降低输出电压都与圈数比成比例变化，也就是变压器的初级圈与次级圈的电压比与圈数比之间成正比，如下式表示= （5-5） 因此，变压器可分为升压（step-up）变压器与降压（step-down）变压器，至尽属于何种形式的变压器，全视次级电压是否高于或低于输入电压而定。当然，在次级我们亦可使用多组以上的绕组，可产生较高或较低的电压输出，变压器最重要且最有用的特性，就是提供初级与次级之间电气上的隔离（electrical isolation）。图5-7 典型的两个绕组变压器 由基本变压器磁性关系 (5-6)我们可以导出一个公式来计算磁通量密度B，此乃确使变压器能操作在磁化曲线的磁性区域部分，此公式为= （5-7）在此 ：外加的初级电压，V ：频率，Hz ：初级圈数 ：有效的铁心面积，cm2 ：正弦波时为4.44且矩形波时为4.0 由于本书所讨论研究的是转换式电源供给器，因此，K值我们取用4来使用。一般功率变压器的设计者，值的选定都是任意的，只要能在B-H曲线的线性区域即可，最好的开始点是选=Bsat/2。将公式5-7重新整理，可求出初级的圈数为= (5-8)在选择适当的铁心（core）时，有二个以上的设计参数是非常重要的，其中之一为铁心的绕组面积（或是卷线轴的绕组面积），此值必须选得足够大，才能承载适当的绕线尺寸，而将绕组损失减至最小值。另外一个则为铁心的功率容许值，这些参数值由下面的公式可得知其关系为： （5-9）在此 ：铁心的功率容许值，W ：峰值操作的磁通量密度，G ：:频率，Hz ：绕线的电流密度，A/m2 ：有效的铁心面积，cm2 ：卷线轴的绕组面积，cm2有些制造厂商使用窗型面积（window area）的W。符号来代替的符号，一般电流密度的表示单位为每安培的圆密度（circular mils per ampere）c.m./A,符号则以D来表示，其与绕线电流密度d的关系为 （5-10）将公式5-10代入公式5-9，我们可得= (5-11)重新整理公式5-11，我们可以导出一个非常有用的公式，用来计算选择变压器的铁心大小，此公式为AAc= (5-12)操作电流密度D的大小是由绕线制造厂商所提供，而且都以每安培1000圆密度（100 c.m./ A）做基底单位，然而在实际设计上所使用的电流密度都低于此值，全依应用上与绕组的圈数而定，一般使用的电流密度值低于200 c.m./A是较为安全的。5-4铁心材料与几何形状的选择 (CORE MATERIAL AND GEOMETRY SELECTION)虽然大多数的磁性材料都能用来设计高频的功率变压器，陶铁磁（ferrites）材料目前几乎都使用它来做转换器的设计，陶铁磁没有很高的操作磁通量密度大多数陶铁磁的B?值由3000G至5000G不过它却提供了高频率下低的铁心损失（core losses）,良好的绕组耦合，与组合的方便。由陶铁磁所做出来的铁心，有许多种形状与大小规格，而且有很多种类的功率型陶铁磁材料，目前制造厂商都特别朝向高频率变压器设计上来研究发展。在表5-1中，就是目前最受欢迎的陶铁磁材料与制造厂商。铁心的几何形状用于特定的应用上，全视功率之需求而定,其中E-E,E-I,E-C与Pot型式的铁心是最受欢迎的形状。由于他们的结构关系，Pot型式的铁心非常适合应用于20W至200W的中低功率上，尤其在设计上特别吸引人的是，他们有低的泄漏磁通量，而且其固有的自身隔离（self-shielding）设计，可减少EMI至最低值。若对高功率以上的设计，我们就使用E-E,E-I,与E-C形状的铁心，E-C铁心是结合了每一种形状优点而介于E-E与Pot型式铁心之间。铁心的制造厂商都会列出设计功率变压器的所有重要参数，如果特殊的参数没有列出来的话，我们很容易由5-3节的公式来计算出来，表5-2所列为美国线规（American wire gauge）AWG的绕线尺寸大小与其电流密度。表5-1 高频功率变压器的陶铁磁铁心材料表5-2 重薄膜绝缘的磁线规格5-5 脉波宽度调变的半桥式转换器的功率变压器设计（DESIGN OF A POWER TRANSFORMER FOR A PULSE-WIDTH-MODULATED HALF-BRIDGE CONVERTER） 至于要如何来设计高频率的功率变压器，我们将举例来一个步骤一个步骤详细说明。此例题是很一般化的，只要做正确的改变对半桥式，全桥式，或推挽式脉波宽度调变（pulse-width-modulated PWM）的功率转换器设计，将使其更为有用的。在此设计例题中所选择的材料，则被选择当做代表性的样品，亦可选用其他的材料，只要制造厂商在资料手册中能提供正确规定的用法即可。例题5-1 试设计100W的功率变压器，用于20kHz的半桥式电路，此PWM转换器操作的输入电压为90至130与180至260，输出则为5V，20A。设计过程：步骤1：选择铁心的几何形状与陶铁磁材料。在此例题的设计中，我们选择Ferroxcube公司的Pot型式的铁心与3C8陶铁磁材料,使用图3-12的电路来做设计。步骤2：选择工作的值。我们查Ferroxcube的目录资料可得知3C8材料在100时，其饱和磁通量密度为B?=3300G,由于转换器必须工作在输入电压90 至130Vac与180 至260Vac情况下，因此，我们在90电压下，取值为1600G,此种选择将保证在130Vac电压下，值将会低于3300G，如此变压器就不会达到饱和状态了。步骤3：求最大工作初级电流。变压器的初级圈在低输入电压90 下，必须能传导最大可能的电流，经整流后的直流电压为=2(901.4)=252V，利用公式3-28，则初级电流为 步骤4：决定铁心与卷线轴的尺寸大小。我们选择工作的电流密度为400cm/A ，利用公式5-12，计算的乘积为选择铁心的尺寸大小必须要能接近的乘积值0.850cm4，选择2616的铁心，其=0.948，但是单一截面卷线轴的绕组面积=0.406。因此，的乘积值为0.384cm4，此值与0.850cm4比较之下太低了，所以无法应用于此种型号的铁心。我们在尝试选择另一型号的铁心与卷线轴（bobbin）,其型号为3019-PL00-3C8，由制造厂商的资料手册中可得知，=1.38cm2, Ac=0.587cm2,因此=0.810cm4,此值与所计算的0.850cm4非常接近。虽然此种型号的铁心已经能够处理所需的功率，但是实际上，我们最好选择的值，至少要高于所计算值的百分之五十，此乃为了绕线间的绝缘厚度与空气间隙作预留之用。因此，我们选择了Ferroxcude的3622-PL00-3C8Pot型式的铁心与3622FID卷线轴，由制造厂商的资料手册可得知=2.02cm2与Ac=0.748cm2，则=1.5cm4，此值足够满足变压器的设计要求。步骤5：计算绕线尺寸与初级圈数。由于我们所选择的绕线电流密度为400cm/A，因此，触及绕组所需的绕线尺寸为1.19400476cm；有表5-2中的绕线规格表中，可查出适合的绕线尺寸为no.23AWG.由Ferroxcude的目录资料中可得知，3622FID单一截面卷线轴，若使用no.23的绕线，大约需要180圈可绕满卷线轴（bobbin），假设初级绕组需要卷线轴绕组面积的30来填绕，而且如果初级圈数计算所得为60圈或是更少，即铁心与卷线轴的选择才是正确的。我们再取最差的操作情况为90Vac,Vin min=901.420V直流连波，与整流器压降=107，利用公式5-8则初级圈数可计算为圈我们取Np为40圈，此值低于理论值60圈；因此，铁心与卷线轴的选择是正确无误的。步骤6：在Vimaxn情况下检查Bmax值。利用所计算的圈数，我们可以计算出变压器的最大工作的磁通量密度，在Vimaxn=1301.4+20V直流连波电压=202Vdc,利用公式5-8，求Bmax值此3125G的值会低于Ferroxcude 3C8材料的饱和磁通量密度，其额定值在25时，Bsat400G，在100时，Bsat3300 G，如果需要较大的Bsat边限值的话，则在步骤5所取的Bsat值必须低于1600G.步骤7：计算初级绕组所需的层数。由表5-2得之，对双绝缘绕线来说， no.23AWG的绕线，其最大直径为0.25in,ferroxcude的目录资料中可查出卷线轴的窗型宽度为0.509 in,因此使用 no.23AWG的绕线，其每层最大圈数为0.509/0.025=20.4圈，所以初级绕组需要二层来缠绕，每层20圈。步骤8：计算变压器次级圈数。因为，我们使用PWM方法，所以输出电压是由全波中间抽头整流器 (full-wave center-tap rectifier)的结构中而获得的，在最小的Vin电压下，Vo=2Vout在此Vout为输出电压值，而系数2则为平均输出，在其工作周期50%之处。由于在Vinmin情况下，我们需要维持输出电压的稳压率。因此，次级的圈数则为 圈因此，我们取次级圈数为4圈。步骤9：计算次级绕组的绕线尺寸与层数。我们已经提过在次级是使用全波中间抽头整流器的结构，因此每半个次级圈的导通约为50%的负载电流，也就是10A的电流，取电流密度为400c.m./A,则每半个次级绕组我们需要400c.m./A10A=400c.m.，因此需选用 no.14AWG的绕线。由于集肤效应（skin effects）为了减少铜损至最低值，我们可使用每一半个绕组上，用较小线规的配对导体，或是对整个次级来说，使用每一条2000c.m.的四条绕组。在2000c.m.下，我们可选用no.17AWG 的饶线，其最大直径为0.049in，然而对整个次级来说，每层的圈数为0.509/4（0.049）=2069圈，因此次级绕组为4圈，需要二层来缠绕。步骤10：最后检查是否适用。由Ferroxcube的目录资料可得知，3019FID卷线轴窗型高度计算约为0.260in,由步骤7与步骤9中可得知，二个绕组的堆叠高度为2（0.025）+2（0.049）=0.148in,假设所使用的绝缘带厚度为0.010in，因此整个总高度约为0.160in，此值会低于有效值0.260in;所以，卷线轴将能充裕地接受所有变压器的绕组。5-5实际上的考虑（PRACTICAI CONSIDERATIONS）在实际的应用上当测试变压器时，最好能做一些微调（fine tuning），使能够提高整个性能，虽然大多数的变压器制作；都是以堆叠在另一绕组上来绕制，如图5-8（a）所示，我们也可使用插入绕组的方式来减少泄漏电感的效应，插入绕组的方法是先绕制一半的次级绕组，接着再绕初级绕组，最后再绕另一半的次级绕组，如图5-8（b）所示。有些设计上需要在初级与次级圈之间做法拉第隔离（faraday shield）,用来减少射频干扰（radio frequency interference）RFI的辐射，虽然Pot型式的铁心能呈现出极好的隔离特性，乃因所有的绕组会被铁心材料所覆盖，不管所需的是什么，好的变压器设计能提高电源供给器的操作，因此在设计期间必须特别小心留意。图5-8 （a）具有堆叠绕组的标准变压器结构； （b）相同变压器使用插入式结构，在此初级圈则介于分割的次级绕组。5-7返驰式转换器的变压器扼流圈设计（TME FLYBACK CONVEKTERSTRANSFORMER-CHOKE DESIQN） 在第三章中所描述的是返驰式转换器的基本操作，而且在图3-4中所描述的就是其基本电路与波形，在此电路中的隔离元件具有变压器与扼流圈的变重功用，因此，我们称之为变压器扼流圈（transformer-choke）。在返驰式转换器中，对变压器扼流圈来说有二种可能的操作模式：（1）整个能量转移，在电晶体开关转换至ON状态前，所有储存在电感器变压器的能量会转移至次极圈。（2）不完全的能量转移，在电晶体开关转换至ON状态前，并非所有储存在变压器电感器的能量会转移至次极圈，在图5-9所示为此二种操作模式的波形。在转换电晶体的ON期间里，整个能量转移波形中具有较高的峰值集极电流，也就是因为相对地低的初级电感值，而使此电流值升高，所需付出的代价是增加了绕组损失（winding losses）与输入电容器连波电流。 图5-9 （a）此电压与电流的波形描述返驰式变压器-扼流圈整个能量转移的关系 （b）此波形则描述不完全能量转移的关系所以，同样地转换电晶体必须有高电流的承载能力，方能忍受此峰值电流。在另一方面，不完全的能量转移模式中，所呈现的是较低峰值转换电晶体集极电流，而所付出的代价是当电晶体开关于ON状态时，会产生较高的集极电流值，因此导致电晶体高功率的消耗，然而为了达成此模式的操作，相对地就需要较高的变压器扼流圈初级电感值。在变压器铁心中所储存的残余能量则假定不完全能量转移变压器扼流圈的体积会较完全能量转移的体积为大，而所有其他的系数是相等的。5-71设计过程（Design Procedure） 对完全的能量转移模式来说，以下乃为返驰式转换器的变压器扼流圈的设计过程，而不完全的能量转移模式的变压器扼流圈其设计亦是相同的，只不过在峰值集极电流的定义会有较小的改变（图5-9（b），此值可写为.步骤1：变压器峰值初级电流。首先需要计算变压器的峰值初级电流，此值会相等于电晶体峰值集极电流，由基本的电感器电压关系可得知 （5-13）由于在完全的能量转移模式中，当电晶体开关时在时时间里，电流斜坡会由零值升至峰值集极电流值，输入电压可写为 （5-14） 取,则公式5-14变为 （5-15）在此 ：直流输入电压，V ：变压器初级电感值， ：变压器峰值电流，A ：最大工作周期， ：转换频率，KHz在完全的能量转换式中，输出功率等于在每一周期时间操作频率下所储存的能量，其为 （5-16）将公式5-16除以公式5-15可得 将上式重新整理，则可得变压器峰值初级电流为 （5-17）步骤2：最小与最大工作周期的关系。在返驰式转换器中，经由预定的极限值来改变电晶体开关的工作周期，而使稳压率能被达成，我们以与来表示最小，最大的工作周期，如果转换器输入电压的改变由至，则 （5-18）在此 （5-19）步骤3：计算变压器初级电感值。由于我们以知峰值初级电流，则变压器扼流圈的初级电感值可计算如下： （5-20）步骤4：选择最小尺寸的铁心。由磁性铁心的目录资料中选取铁心材料与几何性状，使其能最适合你自己的应用，如果我们值研究初级绕组至卷线轴上，则绕组面积Ac与铁心的有效面积，其关系为 （5-21）在此，D为绝缘线的直径（可使用重聚尼龙绕线），且=Bsat/2。.由于我们所设计的是变压器扼流圈，因此亦需将次级绕组设计出来。假设初级绕组需要卷线轴有效绕组面积的30%方能绕满，则剩下的70%绕组空间可保留给次级使用，这包括了周围圆导体的空气空间与绝缘带。因此，在公式5-21的右边必须再乘上系数3，才能适用于次级，不过在经验上为了安全理由，我们可将系数提高，所以出系数可改为4，则公式5-21变为 （5-22） 当然，公式5-22只是首次的估算，而后铁心与卷线轴的选择是可以改变的。步骤5：计算铁心空气间隙长度。由于返驰式转换器为单端式的操作；也就是变压器扼流圈只刚好使用到磁通量容许值的一半，因此电流与磁通量绝不会超于负值，此事实可出现一电位上的问题，而驱动铁心至饱和状态。我们有二种可能的方法来解决此问题，首先使用较大体积的铁心，其次，在磁通量路径上使用空气间隙，使磁滞回路能较平坦些，如此在相同的直流偏压下可降低工作的磁通量密度。一般设计者比较喜欢使用第二种解决方法，因为在制造上它能提供更小型化的变压器。在磁通量的路径上，空气间隙会产生较大的磁阻，而且大多数在变压器扼流圈中所储存的能量是在空气间隙的体积Vg中，其长度为 ,则 在此而且 =空气导磁率=1，所以空气间隙的长度可为 （5-23） 如果使用的是E-E型式的铁心，或是类似型式的铁心，来制作此变压器扼流圈，而中心柱之处可以造成间隙，使其空气间隙的长度为，如果我们使用取间隔的装置（spacer）的话，则的长度可以在铁心的外侧柱之间与以相等地分割。步骤6：计算变压器的初级圈数。我们已经知道空气间隙的长度，则变压器扼流圈的初级圈数可由下式计算得知 （5-24）我们也可使用下面等效的公式来计算初级圈数： （5-25）不管是公式5-24或是5-25，都会获得相同的结果。步骤7：计算次级圈数。当输入电压（初级电压）在最小值，工作系数在最大值时，则次级电压VS必须被计算求出，我们所需注意的是Vin min=1.4Vim ac20V直流连波二极体的压降。虑输出整流二级体的压降，则额定次级绕组的输出电压可写为 所以 （5-26）例题5-2设计100W的功率变压器，且为完全的能量转移返驰式转换器（见图3-4），输出为5,20A,且操作的输入电压节图为90V至130。设计过程：步骤1：计算峰值初级电流。假设转换器的最大工作周期系数为=0.45,由于最小的输入交流电压为90V，因此，=901.420V直流连波与二极体降=107，利用公式5-17，则可得峰值初级电流为 因此转换电晶体在ON时，要能忍受此峰值集级电流，方能适用于此设计。步骤2：求最小的工作周期。经整流后，最大直流输入电压为=130Vac1.40Vdc ripple=182Vdc =130Vac1.40V，直流连波=182 若允许10%的边限，则=200，若电压也允许7%的边限，则=100，则输入电压比K为利用公式5-18所以此转换器会操作于0.290.45的工作周期里，而且输入电压的范围为200100 步骤3；计算变压器初级电感值。利用公式5-20可得 因此 步骤4：选择铁心与卷线轴尺寸大小。假设我们选的绕组绕线电流密度值为400c.m./A,则400c.m./A4.15A=1550c.m.由表5-2得知，AWG no.18的1660c.m.值近似于上面所求出的值，其直径为0.044in。我们选择Ferroxcude 3C8的材料，E-C型式的铁心，3C8陶铁材料在100时，Bsat=3300G，在此设计上取=Bsat/2=3300/2=1650G，所以 由Ferroxcude的目录资料可查出EC 70-3C8的铁心与70PTB卷线轴，其值为=2.794.77=13.3cm4此值较我们所计算出来之值大出许多，但是在其目录资料中，也仅有此E-C形式的铁心适用且满足于6.7cm4，因此，在设计上我们选用铁心卷线轴的组合来使用。步骤5：计算空气间隙长度。为了能够使用无间隙的铁心，则在目录资料中所列的有效铁心体积，必须要等于或大于理论值 由于我们选择=1650G（在1000C）且由Ferroxude目录资料可查出3C8材料的磁化曲线，我们可得出H=0.4Oe，因此 由此计算所得之有效的无间隙铁心的体积乃需要相当大的铁心尺寸，而EC70-3C8的有效的铁心体积值为18.8cm3,因此，为了能够使用EC70-3C8铁心，必须分割-间隙长度，由公式5-23可得我们可以在E-C铁心的中心柱之处分割0.15cm的间隙或是使用取间隔的装置(spacer)在铁心外侧之间取0.075cm的间隔亦可，这些都能达到相同的间隙效果。步骤6：计算变压器的初级圈数。现在所有的参数都已知道了，我们可以计算初级圈数来达至所期望的电感值，由公式5-24可得圈因此，初级圈数我们取48圈，利用公式5-28亦可计算初级圈数 turns因此，此二公式可得相同之结果。步骤7：计算变压器的次级圈数。利用公式5-26，我们可得 turns由于在印刷电路导体上与输出绕组铜导体上会有少许的电压降，不过在上面的公式计算中，我们不与以考虑，次级圈数我们可以取NS=4圈。在返驰式转换器中，输出电压需有单一的绕组，一个二极体与一个电容器，如图3-4所示。为了在400c.m/A电流密度下传送20A的输出电流，则需要20400=8000c.m.的绕线，由于集肤效应必须减少损失至最低值，可用每条2000c.m.的四条绕线并联使用，而AWG no.17的绕线即可适用。我们所选的卷线轴应该没什么问题，能适合所有的绕组与绝缘，这是因为的乘积值较计算之值大2倍左右。5-8一般高频变压器的考虑（SOME OENRAL HIGH-FREQUENCYTRANSFORMER CONSIDERATIONS） 在前面所讨论的内容是有关具有一定形式转换器 ，其隔离变压器的实际与基本的设计公式在基本上还是有效的，而且也适合去解决许多磁性上的应用，不管是变压器，扼流圈，还是此二种的组合。一般磁性元件用于转换式电源供给器的结构中时，必须遵行一定国家的或是国际上的安全标准，如此，对北美国家来说，UL(underwriter laboratories)为北美合众国的标准规格，而且CSA(Canadian standards association)则为加拿大的标准规格，至于欧洲所使用的为西德的VDE(verband deutscher elektronotechniker)安全标准规格，VDE目前已成为较受欢迎的标准指南，这是它的安全标准规格考虑较为严格。UL与VD安全标准规格，它们之间有些基本上的差异，UL规格比较集中在防止失火的危险，而VDE规格比较关心操作员的安全，在隔离式变压器结构中，UL与CSA规格限制绕组温度升至65以上的周围温度时，需用105等级的绝缘，而升至85以上的周围温度时，需用130等级的绝缘。在任何情况，我们都要设计使得转换式电源供给器的变压器温度上升保持至最低值，由于大多数变压器结构都是使用陶铁磁(ferrites),其本身具有热的极限，陶铁磁的居里温度(curie temperature)约为200，此限制了铁心操作温度至100左右，所谓居里温度乃指材料改变其铁磁(ferromagnetic)特性，而且改变顺磁时之温度。在另一方面，VDE安全标准对特性的绕组方法与输入至输出的隔离要求，有较严格的需求，也就是需要高达3750的高电位测试，这些安全需求在第11章中会有较深入的讨论。陶铁磁变压器可以不需做油漆浸透(varnish impregnation)，当外壳以铁叠片制作时，由于湿气所引起铁心的氧化并非主要的因素，而在低频变压器所引起的声杂讯 (acoustical noise)，在陶铁磁的高频变压器就不会出现了。一般我们都是操作于人类声能范围以上，这并不是说陶铁磁变压器的装置不会产生机械杂讯或声杂讯，也就是也有可能这些情况发生，因为不管他们如何被装置，就有如共鸣板(sounding board)一般，陶铁磁材料如置于磁场中，会使得材料有收缩或膨胀的特性，此现象称之为磁伸缩(magnetostriction),且依次地会引起铁心装置的机械共振(mechanical resonance).事实上当铁心的温度升高时，磁伸缩会改变磁场的负极性至正极性，因此当变压器装置于板上时，必须小心留意取用适合的方法，来达到减少或消除任何的声能机械的杂讯。6电源输出部分：整流器、电感器与电容器THE OUTPUT SECTION： RECTIFIERS，INDUCTORS，AND CAPACITORS6-0概论（TNTRODUCTION） 一般转换式电源供给器的输出部分，是由单一直流输出或是多重直流输出所组成，其直流的输出电压是由变压器的次级电压经由直接整流与滤波而获得，而且在某些情况下，可以经由串联式通过稳压器(series-pass regulator) 来达成滤波之效。一般这些输出电压都为低电压值，直流且能传导一定的功率来驱动电子元件与电路。大多数共同的输出电压形式为5,12,15,24,或是28，而且其功率容许值可由几瓦至几千瓦范围。在转换式电源供给器中，次级电压最普通的形式为高频方波（high-frequency square wave）,需要整流滤波后方能获致直流输出，此整流滤波部分元件为肖特基二级体或是快速回复二极体，低ESR值的电容器，与储存能量的电感器，大部分这些元件对于产生低杂讯输出是非常有用的。在本章所描述的是转换式电源供给器输出部分的元件特性，优点与限制等性质，我们也导出设计公式与过程，来帮助读者对这些元件的实际应用。6-1输出整流与滤波电路（OUTPUT RECTIFICATION AND FUTERINO SCHENES）用于电源供给器中的输出整流与滤波电路结构，全依设计者选择使用的电源供给器的形式而定。在图6-1中为返驰式转换器的输出电路结构，在返驰式转换器中的T1变压器，其动作状态就有如储存能量的电感器，而二极体D1与电容器C1的作用就是产生直流电压输出，然而在有些实际设计上也可加入额外的LC滤波器，来抑制高频转换波尖，如图6-1所示的虚线部分，此二者L与C值都非常小。 图6-1转换式电源供给器返驰形式的输出部分 图6-2 转换式电源供给器顺向形式的输出部分在设计电源供给器输出部分最重要的参数为整流二极替与飞输二极体所需的最小值流阻隔电压值，对返驰式转换器来说，整流二极体Di必须有最小的逆向电压额定植。在图6-2所示为顺向式转换器的输出部分，需注意的是它与返驰式转换器之间的原著差异，其中增加了一个D2非输二极体与电压器L1。在OFF周期里，二极体D2提供电流至输出，因此D1与D2二极体的组合必须能够传递全部的输出电流，这两个二极体的逆向阻隔电压容许值必须是相同的，其最小值为.而在图6-3所示的输出电路结构，适合与推挽式，半桥式与全桥式转换器。大约每半周期里，二个D1与D2二极体的每一个都能提供相等的输出电流至负极上，在此不需要再额外使用非输二极体，这是因为当其中一个二极体，在OFF时，另外一个二极体之动作状态就类似于非输作用，这些二极体必须有最小的逆向阻隔电压容许值。 图6-3 推挽式，半桥式，全桥式转换式电源供给器的输出部分6-2转换式电源供给器设计上功率整流器与电容器的特性（POWER RECTIFIER CHARACTERISTICS IN SWITCHING POWER SUPPLY DESIDN）转换式电源供给器中，对攻率整流器二级体的要求就是必须具有低值的顺向电压降，快速回复的特性，与适当的功率允许值。一般的PN接面二极体是不适合与转换上的应用，这是因为它的回复速度较慢，而且效率较低。在转换式电源供给器中，一般常用的整流二极体有三种型式：（1）高效率快速回复二极体，（2）高效率超快回复二极体，与（3）肖特基障壁整流二极体。在图6-4所示为这些二极体型式的典型顺向特性曲线，由图中曲线可得知，肖特基障壁整流二极体具有较小的顺向电压降，因此能提供较高的效率。图6-4 在许多顺向电流准位下，典型的顺向电压降特性曲线（a）为肖特基障壁整流器，（b）为超快速回复整流器，（c）为普通的快速整流器接下来我们将讨论每一种型式的整流器，它们之间的不同与优点，而在转换模式的功率整流结构中，必须使用这些形式的二极体。5-21快速与超快速回复二极体（Fast and Very Fast Recovery Diodes）快速与超快速回复二极体有较高的顺向电压降，其范围约为0.8V至1.2V之间，由于具有较高的顺向电压降与高阻电压容许值，所以这些二极体物别适合于低功率，且输出在12V以上的辅助电压整流之用。图6-5 波形（a）描述整流器的动作行为，在特定斜坡额定率di/dt下由顺向导通开关至逆向状态，此？部分的波形则为逆向回复的一部分。波形（b）所描述的则为陡峭回复类型的二极体，而 (c)所描述的则为柔和回复类型的二极体。需注意的是在此二个不同类型的回复二极体之间，其？与？之值会有显著的不同。 由于目前大多数的转换式电源供给器都是操作在20KHZ以上的频率，因此，使用快速与超快速回复二极体可提供减少逆向回复时间在千分之一微秒（nanosecond)范围，所以经常我们在选用快速回复二极体时，其值至少要小于转换电晶体上升时间的三倍。这些二极体也能减少输出连波电压的转换波尖(switching spikes),虽然“柔和(soft)”。回复二极体会有 较小的杂讯，其较长的时间与较高的逆向电流IRM会产生较大的转换损失，在图6-5所示为陡峭的与柔和的回复二极体的逆向回复特性。 在转换式电源供给器中，所用的快速与超快速转换二极体，在当做输出整流器时，是否需要散热装置，全依最大的工作功率而定。一般这些二极体都有非常高的接面温度，大约在175左右，而且大多数的制造厂商都会提供详细的规格图表，此将使得设计者能够计算出最大输出工作电流对引起线或是外壳的温度。6-22肖特基障壁整流器（schoffky Barrier Rectifiers） 在图6-4所示的肖特基障壁整流器有极低的顺向电压降，约为0.5V左右，甚至在较高的顺向电流情况下，也保有此极低之值，也就是因为这个缘故，使得肖特基整流器在低电压输出时特别的有效，就如5V的输出电压。所以一般这些输出都会传导较高的负载电流，此外，当肖特基接面温度升高时，顺向电压会变得更低。 在肖特基障壁整流器（schoffky barrier rectifier）中逆向回复时间是可忽略的，这是因为此元件为多数载子半导体，因此在转换期间就没有少数载子的储存电荷被移去。不幸的是，肖特基障壁整流器有二个主要的缺点。首先是其逆向阻隔容许值较低，目前约为100V左右。其次为具有较高的逆向泄漏电流值，使得较其他形式的整流器更容易产生热跑脱的现象。然而这些问题还是可以避免的，只要使用暂态过电压保护电路与谨慎的选择操作接面温度。6-2.3暂态过电压抑制电路（Transient Over voltage Suppression）考虑如图6-3所示的全波整流器，在PWM稳压半桥式电源供给器中，D1与D2使用肖特基整流器，在变压器次级端每半个绕组上的电压Vs为2Vout极小值，因此在OFF状态或是4Vout时，每一个二极体必须能够阻隔2Vs的电压。不幸的是，高频变压器的泄漏电感值与肖特基整流器的接面电容值（junction capacitance）,在OFF状态时会形成调谐电路(tuned circuit),此会产生暂态过电压的振铃(ringing)现象，如图6-6所示。此振铃的振幅会足够地高而超过了肖特基整流器的阻隔容许值，这会使得肖特基整流器在OFF期间被破坏。我们可以在其电路上，增加RC钳制电路来抑制此振铃至安全振幅值，如图6-6所示的下面波形图，有两种方法可用来加入RC钳制电路至电源供给器的输出，而达到保护肖特基整流器之目的。对于高电流的输出钳制电路可加在整流器两端上，如图6-7（a）所示而对低电流的输出，只要图6-6 上面波形所示在肖特基整流器turn-OFF时会有振铃现象发生。下面波形所示在相同整流器使用暂态抑制器后能消除振铃现象。图6-7 在turn-oFF期间保护输出肖特基整流器的方法。（a）钳制器置于每一个整流器两端（b）将单一的RC钳值器置于变压器次级绕阻两端（c）使用稽纳二极体在次级两端加上一组RC钳制电路即可，如图6-7（b）所示。右外有一种方法就是使用稽纳二极体去制止超越置的电压至安全准位，如图6-7（c）所示。虽然此种方法工作良好，但是稽纳二极体的缓慢回复，会在电源供给器的输出引起杂讯波尖（noise spikes），因此，对于低杂讯的应用上来说，这是我们所不期望的。钳制电阻器RS可由下式计算得到 （6-1）在此 ：变压器的泄漏电感值， 肖特基接面电容值，n：初级至次级圈数比，而钳制电容值Cs可以任意的选择，其范围由0.01uF至0.1uF之间。在电阻器上的功率消耗可计算如下 （6-2）在此f为转换器的操作频率。正确地选择钳制电容值Cs会使得钳制电路变得更有效，且能减少功率的消耗。6-24计算返驰式，顺向式与推挽式转换器整流二极体峰值电流的容许值（Calculating the Rectifier Diode Peak Current Capability for the Flyback, Forward, and Push-pull Converters）在先前我们会经讨论过返驰式转换器中的输出二极体，谨在转换器转换周期部分时间里才会导通，换句话说，也就是在转换电晶体的OFF状态时间里，因此，输出整流器在导通时间周期里,必须能够承受整个输出电流之容许值（图6-1）。 输出二极体最小峰值的顺向电流值可为 （6-3）在此为转换器的最大工作周期系数。假设=0.45,对返驰式转换器来说，则 例题6-1试计算在100W的PWM返驰式转换器中，输出整流器的峰值顺向电流额定植，其输出为5,20A,最大工作周期系数为=0.45,操作频率为20KHz。解 由公式6-4我们可