一种用于检测介质在超宽带网络活性的脉冲传感器的设计.doc

桂林电子科技大学毕业设计（论文）报告用纸一种用于检测介质在超宽带网络中活性的脉冲传感器的设计Nathaniel J. August, Hyung-Jin Lee, and Dong Sam Ha摘要基于超宽带的脉冲（I-UWB）由于其鲁棒性的多径效应，亚厘米测距能力，硬件简单和低辐射功率的优点，是一个有吸引力的无线电技术的大型特设和传感器网络。当前介质访问控制（MAC）协议的I-UWB适合目标小的无线个人区域网络（WPAN）和蜂窝网络，但他们并不适用于大、多段的设备和传感器网络中。我们提出了一个称为脉冲感的方法，它在以往的工作中，可以快速，可靠，高效地检测介质中的I-UWB网络活动。类似载波感测多重存取（CSMA）在窄带系统的UWB无线电脉冲使得分布式的MAC协议有了新的意思。本文探讨CMOS射频电路的脉冲传感器及其系统级设计注意事项的实施。仿真结果表明，所提出的的实施是可行的，并提高了网络性能。关键词：超宽带，特设和传感器网络，介质访问控制，载波检测，脉冲感测，CMOS。1 引言第9页超宽带与窄带系统相比，具有较低的辐射功率和更高的数据传输速率，可用于在射程更远或更强大操作的买卖。由于这些和许多其他优势，UWB是一种吸引力的无线电技术专案和传感器网络12。这种网络应用程序使得如库存跟踪、无线点频率识别（RFID），家庭网络或结构完整性的检测得到启用。这些应用程序必须管理大量没有基础设施的低功耗，低成本的节点。两种形式的UWB信号已在最近推行，它们在使用上不同于填补频谱方法。在一个极端，一个尖锐的脉冲在基于UWB（I_UWB）充满了作为波段的脉冲3，并填写在另一个极端，同时许多窄带音在多载波的UWB（MC-UWB）的波段，4。I-UWB的特设和传感器网络，有几个方面的MC-UWB的优势，包括稳健性有害的多径效应，亚厘米级不等的能力，低成本，低功耗的硬件。在I-UWB信号，尖脉冲（通常是一个高斯形状）可能会占用几个GHz的频谱，但只持续了几百皮秒。低占空比脉冲在重复间隔（PRI）的纳秒到微秒的脉冲在重复。在无线网络，介质访问控制（MAC）协议执行减轻节点之间的干扰的重要功能。在当前基于MAC协议的UWB目标小的无线个人区域网络和蜂窝网络中34，78，这是一个很好的控制策略。在交通繁忙和严格的质量服务（QoS）要求的小型网络这些集中的方法是一个很好的策略。然而，在大型专案和传感器网络中，这些协议强加给中央协调更复杂的硬件、或控制流量的开销等不切实际的约束（从而导致了中心点的失败）。我们探讨的是一个适合在大型专案和传感器网络I-UWB无线电的简单的，分布式的MAC协议，。在一个分布式的协议，每个节点不经中央独立决定同步或控制传输。因此，分布式协议不增加流量控制的开销，不需要中央协调，经显着无复杂的硬件。许多分布式的MAC协议是基于载波侦听多路访问（CSMA）的。被称为清晰信道评估(CCA)和窄带系统的载波感应，通过载波能量实现评估。CCA提供了两个重要的服务：（一）检测传入的数据包（二）在发射前检查通道状态。在以往的工作中，我们提出一种可靠，快速，有效9 检测介质活动称为脉冲感的I-UWB的方法。本文探讨在系统级实施射频脉冲传感器及其对网络性能的影响，我们已经表明，该方法是可行的。使用该脉搏传感器，一个可以实现一个基本的MAC协议类似的CSMA脉冲侦听多路存取（PSMA）-它使能够分布式介质访问。2 序言A. CCA在I-UWB的现有方法在窄脉冲信号、低发射功率、恶劣的通道条件下，和严格的FCC功率限制相结合，使得CCA在I-UWB系统的使用更加困难。与一个接收器相比，CCA电路成本低得多、消散的功率也要少得多。此外，CCA电路在活动中的检测应可靠和快速。因为I-UWB系统根本无法检测在某些频段的能量，现有的CCA电路对I-UWB的运行不符合上述目标。使用峰值检波器是一种简单的方法，但它不能从一个强大的窄带信号分离出宽带I-UWB信号。这是因为I-UWB是可以与窄带器件共存的问题。匹配滤波器来检测脉冲信号似乎是一个理想的方法，因为它不需要同步5。无论如何，匹配滤波器的复杂性，使得它更加适合接收CCA的目的。模拟匹配滤波器是无法适应动态信道条件和脉冲形状，它使硬件设计变得复杂。数字匹配滤波器会耗散显著的功率，因为它需要宽动态范围内快速的ADC。以适应未知通道条件下，数字滤波器还需要一个长期的训练期间，大量的抽头。在现有的I-UWB系统中，相性用于获取传入传输。相关可能采用串行或并行的方法。在硬件的复杂性方面，序列相关性提供了最简单的电路检测，但检测时间长（可能超过1000个字符），使得它不适宜CCA的用途5。并行的相关性，提高了采集速度，但是提高了电路复杂程度的成本，所以它也不适宜CCA的。用一个交替周期相关处理(IPCP)脉冲检测系统来收获的所有多径合并的能源是特别有用的。IPCP运作相关样品本身接收到的信号延迟一个优先级10。IPCP的同质雷达信号检测中的符号间干扰（ISI），同信道干扰，调制，所有生产连续符号之间的差异的情况下是最有用的。这些差异导致接收到的信号是不相关的延迟，从而降低性能。时序抖动和噪声引起的进一步退化，导致长期的整合期和尖锐的相关峰。脉冲感测的设计抵消了上述系统的弱点。它符合低功耗的目标，电路简单，可靠的检测，检测时间短。B.I-UWB接收机系统架构本节将回顾我们的I-UWB接收机架构设计专案和传感器网络。该架构专门针对低功耗和低成本的CMOS实现。已设计接收器组件和在0.18PTM制造CMOS工艺。接收机采用图16，11，12的频域方法。一个低噪声放大器（LNA）帮助典型窄带谐振滤波器实现二阶传递函数I1（S2 +（kw0）2）。过滤器捕捉一个带谱组件在频率f下的接收信号，其中f =kFo k是整数。基本频率FO确定由一个观察期的TI，比如FO =1T。下一步，ADC捕获脉冲重复率，这是远远低于奈奎斯特采样率的光谱样本。降低采样率是合适CMOS的，并节省电源以及电路的复杂性。能源采集器收获多径能量和在频率域执行基带信号处理操作，这是硬件高效的效果。脉冲感测模块可靠，迅速，有效地检测到的I-UWB的中等活动只是作为载波监测在一定的频段9的检测信号。图1：I-UWB接收机的脉冲感座3 电路的实现对于一个I-UWB信号，频域的传播形式传播在很宽的频谱功率。因此，脉冲感测模块检查避免与寻找时域信号的光谱功率元件带来了挑战，这是信号始终存在的问题。我们所提出的脉冲感测实施包括低噪声放大器，天线，和过滤器与接收器如图1。天线传递信号到宽带低噪声放大器（LNA），放大后的信号送入谐振滤波器存储中心。我们抑制滤波器的中心频率通过脉冲重复频率（PRF）倍数，或1/Tf，因为发生的谱线是PRF的整数的倍数。这是I-UWB信号的线性调制通过检测功率谱密度（PSD）的解释，如BPSK，聚丙烯酰胺，或OOK无线13其中是冲激函数，是信息序列的平均值，是方差信息序列。第二项代表离散频率成分每间隔1/Tf。因此，如果=0则频谱包含了分立元件。类似的分析也适合一个有着N,-1个脉冲位置的PPM计划14。从第二节B，现在n为一个整数。因此，PRF和中心频率应该是和谐的关系。图2显示了谐振滤波器的基本差分LC电路。虽然电感和电容的无限品质因数Q是在LC谐振电路可取的，有限Q是不可避免的集成电路。由于集成电容器与集成电感相比一般提供了一个更高的品质因数，我们的实施集中在电感实施。我们在台积电0.18PTMCMOS技术下测量Q至14，这限制了LC谐振电路的性能。LC谐振电路的主要考虑的是RC时间常数，它决定了随着时间的推移共振的能量损失。一个电感的高品质因数，是指与电感串联一个小电阻，这可以解释为在等效RLC并联模型中作为一个大型并联电阻。因此，高Q提供了一个很长的RC时间常数，致使其在低能量损失。低Q提供了一个简短的RC时间常数和衰减振荡的能量。在第五部分中,我们解释两个设计是针对过长或短的RC时间常数(相对于PRI),它取决于实现Q。该电路能迅速实现振幅和独立的RC时间常数,因为最初的能量储存于并联电感。小信号漏源电阻（）MI和M2也造就了等效并联电阻的LC谐振电路为等效并联电阻的电感和rd。因此，大的rd来实现长期的RC时间常数是可取的。增加rds，可能会降低晶体管的尺寸或降低直流偏置电流。这两种方法，减少增益，可能低于整体。因此，我们应用级联拓扑结构，实现大型系列通过MI和M3（M2和M4）。所产生的电路提供高增益和抑制能量损失。 电感标记LS防止泄漏通过寄生栅漏电容。他们还可以弥补的栅 -源电容匹配的目的。 图3显示的冲动列车在0.4千兆赫的PRF脉冲响应，电路在大约6千兆赫的共鸣。注意快速上升时间和指数衰减时间。图2：LC谐振滤波器电路图3：脉冲响应滤波器电路经过过滤器捕捉接收信号的功率谱组件，电路与另外三个行动执行共同的国家评估：能源检测，阈值，和结合。 能量检测器在过滤器振荡检测光谱功率捕获元件。实施能源探测器是一个简单的包络检波器，可选集成。整合期间，应至少捕捉到每一个过滤器的能量至少在一个完整的振荡。FCC法规授权的最大是0.32纳秒（1 / 3.1千兆赫），以及较长时间的整合收获更多的信号能量，但也更多的噪音。此外，较长一段时间内增加功耗。因此，整合期间接收机特性和功耗之间的折衷。窄带信封探测器射频CMOS的设计研究文献15。每个能量检测报告在频率存在或不存在一个光谱功率器件。这些频谱的功率元件与检测存在的I-UWB信号相结合，以实现拒绝从窄带无线电误报的目的。为此，该电路可确保大多数频谱分量匹配低功率足迹的I-UWB信号。我们考虑光谱功率元件相结合的两种可能的方法。 第一个选项执行检测每个探测器的输出阈值的能量，并结合探测器输出的阈值。这是类似一个艰难的决定，因此它被称为硬组合。图4（a）显示硬的组合方案。阈值检测器生成的二进制值。如果二进制值的总和超过一个阈值X则电路报告活动，硬的组合是一个强大的窄带干扰的鲁棒性，与数字电路可有效实现总和和比较块。 第二个选项结合探测器输出的能量，然后进行检测阈值的总和。这是类似于一个柔软的决定，因此它被称为软结合。图9（b）显示软的组合方案。能源探测器的输出必须通过限制器，这样一个强大的窄带干扰没有规定的最后决定。软的组合提供了更准确的权重的光谱成分，但限制器和加法器电路是模拟电路实现。在任一组合计划的组成部分，也在射频设计研究中。图4：组合和阈值块4系统的设计考虑CCA电路应该有一个短的检测时间（例如，IEEE 802.15.4标准指定8个符号）和报告检测一个高概率的和误报一个底概率的。首先，时间限制是必要的，以防止电路报告过时的，无用的信息，以及降低功耗。图5显示了一个I-UWB网络作为共同国家评估时间的增加的吞吐量。线性网络的拓扑结构包括三个节点A-B-C，在彼此的射程之内，并A和C传送到B。包之间的时间是泊松分布,和C每个传输的年均增长率0.5 xoffered负载下,在加载的地方提供的负载率(点),数据到达MAC层从一个上层所有节点。长(CCA)次降低产量,因为这些信息状态的媒介是过时的和无用的。 由于窄脉冲，低发射功率，恶劣的信道条件，和严格的FCC功率限制，在合理的时间内获得一个序列相关的I-UWB信号是800至1600之间的符号（800 PIS，并在1 Mpps的1600 PIS脉冲率5）。如CCA时间显着降低吞吐量和在高负载导致网络不稳定。为了避免这种性能下降，我们的目标检测时间为脉冲少于10个符号的意义，因为性能保持在最好的情况下CCA的一个符号时间的1。 其次,脉冲检测电路将意识决定信号存在的一个概率分布与公关信号实际上是与现在的一个概率分布,这是未知的先验的。对于联合概率分布与X 目前，不存在，概率 =P（x =本）（y=不存在）被称为虚警概率。电路决定根据一个恒定的阈值水平，因此，由于噪声能量和虚警概率是不断发生一场虚惊。同样，检测的概率是P（x =当前）（y=本）。“外观”的序号是指电路进行组合和阈值操作的次数。额外的外观展示会增加和减少而牺牲额外的工作时间和功耗。假设每一个外观都是独立的，内MlooksN假报警（FAs）或检测（Ds）的概率是如果一个信号至少N次内Mlooks检测报告检测电路。对于M= 3，5，或7外观展示，我们需要检测的N=M/2。图6显示。概率p的范围从0到1M= 3，N=2，M= 5，N=3，和M= 7，N = 4。X轴代表一外观电路达到检测或虚假报警的概率。y轴显示（5）对应多个外观展示的累积概率。因此，直线p = p为一外观指定的概率。对于一个有用的系统， 0.5和 0.5和0.5，然后累计的决定总是增加和降低。较大的M更好的性能的结果，但增加检测时间和功耗。设计者可确定具体权衡之间的，检测时间，为特定应用的功耗。图5: PSMA的吞吐量作为CCA时间的增加图6累积概率分布5 模拟结果在SPIC以图1的CCA电路为蓝本和2.5纳秒PRI的模拟来显示我们在长期和短期的RC时间常数的方法。较长的，将链路预算提高10分贝，和必要的RC时间常数实现PRIs低于1000NS。我们与8个滤波器模拟的中心频率= 4GHZ，= 4.8GHz时，.， =9.2GHz和感兴趣的频率带宽为3.1-10.6GHz的。因为电感决定中心频率，每个滤波器具有相同的RC时间常数。首先，我们描述了一个简短的RC时间常数的脉冲检测电路的设计，定义为。在某些技术简短的RC时间常数可能是不可避免的，尤其是长期的。图7显示过滤器的I-UWB脉冲序列的模拟响应应用的投入。顶端的图表显示传入的脉冲序列，底部图形显示谐振滤波器在频率的响应。很短的时间常数，电路应捕获一个完整为的的脉冲串能量，因为这保证了非同步电路捕捉峰值振荡能量。很短的时间常数的一个优势是连续脉冲不互相干扰破坏。下一步，我们将描述的是具有悠久的RC常数脉冲检测电路的设计，为的定义。长期的RC时间常数的能源回收是可取的，尽管他们可能很难实现取决于实施技术和PRI。图8显示输入脉冲序列和过滤器的振荡。对于一个长期的RC时间常数，设计的挑战是连续脉冲极性相反可能引发彼此相振荡。在图中，脉冲的极性变化在第一个和第二个脉冲之间的脉冲之间，第二个和第三个的脉冲之间，第五次和第六次脉冲之间。当极性反转，连续符号的振荡结合破坏性减少捕获的能量。这也从（1）预测，由于= 0有很长的BPSK脉冲序列。为了防止破坏性的组合，我们提出的解决方案，当实现是大于PRI的这是只有必要时。第一个解决方案是使用另外BPSK的调制方案。候选包括PPM或OOK无线。（1）的OOK，是非零。在时域，连续OOK无线脉冲（如果它们存在）有相同的极性。为了确保检测，序言应包括“上的”脉冲串。对于PPM，（2）保证了光谱线的存在。在时域，如果脉冲位置之间的时间是一个的整数倍，那么脉冲序列将创建相振荡无论连续脉冲的相对位置。 第二种方案是针对BPSK调制。加入一个平方电路的谐振滤波器的输入，连续的BPSK脉冲到达相同的极性来防止破坏性的组合。在（1），这使得非零经过滤。图9所示，振荡幅度增加达到连续脉冲。最后到连续PRIs振荡，而短的RC时间常数会使多数能量消失。在稳定状态下，长的RC时间常数下的振荡约是整个优先级相同的幅度。这表明比较短的RC时间常数的电路可以提高性能或降低功耗。图7：用短（PRI）的RC时间常数的滤波器响应图9：长的RC时间常数和磨边电路的滤波器响应下一步，我们参数提取SPICE布局在矩阵实验室模拟电路。我们开始与加性高斯白噪声（AWGN）信道，是为了不与另外一个通道模型9 表现出显着的差异。我们将在12分贝的Eb / No，这对应10米的链路距离11分贝的天线端的噪声系数。在这个距离，接收可以解调误码率（BER）约是2x 10-4在非视距抗菌肽CM4通道的编码数据。仅供参考，我们推导出在AWGN信道的软组合方案的理论性能。当通过一个窄带滤波器，如在图2，噪声假设瑞利分布16。对于阈值电压VT，虚拟概率是当脉冲串输入滤波器共鸣，检测概率是16的功能是一个零阶修正贝塞尔函数。由于过滤器的RC时间常数，在稳定状态下的有效输出幅度表示图10比较上述分析和我们以前在AWGN9系统级模拟电路实现的性能。能量探测器需要一个滤波器的外观和优先级集成。组合方案是软的结合。请注意，图10只作比较，我们可以显着提高性能与多个外观展示9。我们使用与以前的模拟相比较短的RC时间常数。实施执行以及以前的系统级仿真，模拟匹配，从而分析预期的性能。 图10还显示除了信道模型CM117不显着降低性能9。这是因为脉冲检测电路实质上是一个能量探测器，和信道模型的分散能量，但不会造成任何能量损失。 图11也显示了系统只要在图10的两倍的RC时间常数的表现和过滤器输入平方电路。实施符合预期，相比一个较短的RC时间常数在牺牲一些额外的硬件后性能得到提高。图10：比较电路一级的执行情况，分析表达，和系统级短时间常数的实现 图11：比较电路一级的执行情况，分析表达，时间常数和系统级实施6 结论基于超宽带的脉冲（I-UWB）由于其鲁棒性的多径效应，亚厘米测距能力，硬件的简单和低辐射功率是一个有吸引力的无线电技术的大型特设和传感器网络。当前MAC协议的I-UWB是集中针对小WPANs和蜂窝网络。中央协调增加了复杂性和开销，这也导致了中心点的失败。因此，大型专案和实施分布式传感器网络的MAC协议，一般实现随机存取和CCA要求的方法。低占空比，低功耗，光谱线和恶劣的通道条件下，I-UWB目前是困难的。现有的CCA方法是不准确的，或需要令人望而却步的时间或复杂的硬件。我们建议利用脉冲感来克服快速，可靠和有效的I-UWB网络传感介质的活动的挑战。脉冲感的关键思想是要检查频谱的功率元件接收到的信号。以前的结果表明，脉冲的感觉是不敏感的多径干扰，窄带干扰，符号间干扰（ISI），定时抖动，和窄带干扰。本文研究了Ad Hoc的脉冲感和传感器网络的实现。建议的实施是远远低于接收机的复杂性，它不需要任何采样或同步。因为没有存储的模板信号，电路不具备动态适应不断变化的信道条件和脉冲形状的扭曲。它可靠地检测到I-UWB的活动，它比量级的现有方法更快。模拟和分析表明，脉冲感是在CMOS实现实际的RF，提高在网络层面的性能。因此，脉冲感，提供一个专案的I-UWB无线电和传感器网络的基本MAC服务。参考文献1 I.F. 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