朱芳勇开关电源.doc

工业工程控制学年论文 1 开关电源期末论文论 文 题 目： 单端正激开关电源设计 学 院 名 称：_ 电子与信息工程学院 专 业：_电气工程及其自动化09-1班 _ 学 生 姓 名： 朱芳勇 学号：09401170108 指 导 教 师： 孔中华 起讫时间： 2012年6月1日 至 2012年6月181 绪 论11.1 前言11.2国内外电源技术发展概况11.3 选题背景22 期末报告的具体要求33 单端正激开关电源总体设计方案.4 3.1单端变压器的原理.5 3.2buck的工作原理63.3buck参数变化73.4 推挽式变换器83.4.1 主从输出推挽拓扑的原理83.4.2 推挽式变换器存在的问题及解决方法93.5 变压器磁芯选用原则123.6 变压器磁芯的选择143,7 变压器设计153.7.1 一级变压器的工作原理 173.7.2 开关频率=200khz时变压器的设计.183.8 输出滤波设计194 保护电路的设计204.1控制电路方案比较选择204.2 控制电路设计244.2.1 buck控制电路设计244.2.2 推挽式控制电路设计284.3保护电路设计314.4缓冲电路设计335 结论35iii5单端正激开关电源设计1 绪 论1.1 前言电源技术是实用性极强的技术，服务于各行各业、各个领域的各式各样的负 载，它们的性能特点以及采用的技术方法千差万别，因此，研究电源技术具有丰富的内涵和外延。是我国科学技术发展必不可少的重要组成部分。上世纪八十年代，由于线性电源在成本和价格上比开关占有绝对优势，国内 高频开关电源只在个人计算机、电视机等若干类设备上得到应用。之后，由于开 关电源在重量、体积、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且对整机多项指标有良好影响，因此它的应用得到广泛推广。近年来许多领域，例如 邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多应用开关电源，取得了显著效益。究其原因，是新的电子元器件、新电磁材料、 新变换技术、新控制理论及新的软件（五新）不断地出现并应用到开关电源的缘故正激式开关电源变换器在中小功率隔离降压型DCDC电源模块中有着广泛的应用。其主变压器只是作为传递能量和电压变换的作用，启动电流、输出纹波和所需要的滤波电容均较小。在开关转换过程中不存储能量，少量的剩余能量，可以通过简单的复位电路设计，就可以保证其在大动态重负载下不会磁饱和，电路工作稳定。由于其磁芯不需要开气隙，因而漏感较小，具有小的电压尖峰。另外，其峰值电流也较小，传输能量大，相同的传输功率所需要的磁芯较小，易于集成。1.2国内外电源技术发展概况电力电子技术与装置的市场需求与日俱增，其中电源是电力电子技术的主要应用领域之一。随着微电子制造技术的进步，计算机、通信设备、家用电器得到飞速发展，这些设备内部往往需要采用直流稳压电源供电。很多关键的设备还需要不间断电源，以确保市电停电时设备仍能工作。近年来，随着电力电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件不断的出现并应用到开关电源，使开关电源达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因数高、可靠性高。因此，许多领域，例如邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多的应用开关电源，并取得了显著效益。随着芯片集成度的不断提高，电子设备内功能部件的体积不断减小，因而要求设备内部电源的体积和重量不断减小。提高开关频率是减小开关电源体积和重量的基本措施，因为变压器和电感电容等滤波元件的体积和重量随频率的提高而减小。高频化、小型化、模块化和智能化是直流开关电源的发展方向。高频化是小型化和模块化的基础，目前开关频率为数百kHZ至数MHz的开关电源已有使用。功率重量比或功率体积比是表征电源小型化的重要指标，50w/in的开关电源早已上市，目前己向120W/in发展。模块化与小型化分不开，同时模块化可提高电源的可靠性，简化生产与使用。模块电源的并联串联和级联既便于用户使用，也便于生产。智能化是便于使用和维修的基础，无人值守的电源机房、航空和航天器电源系统等都要求高度智能化，以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理。现代越来越复杂的电子设备对电源提出了各种各样的负载需求。一个特定用途的电源装置，应当具有符合负载要求的性能参数和外特性，这是基本的要求。安全可靠是必须加以保证的。高效率、高功率因数、低噪音是普遍关注的品质。无电网污染、无电磁干扰、省电节能等绿色指标是全球范围的热门话题，并有相关的国际和国家标准规范进行约束。电源技术发展到今天，己融汇了电子、功率集成、自动控制、材料、传感、算机、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华，已从多学科交叉的边缘学科成长为独树一帜的功率电子学。1.3 选题背景随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。传统的线性稳压电源具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点，但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管的功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的需要。开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源，通过控制开关的占空比来调整输出电压。它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。主要作为高功率脉冲电源的初级电源和大型军用设备的电源系统,也可以应用于大电流快速充放电系统和电子、通信、航天、医疗等各个领域,其中,几十几百千瓦的大、高功率开关电源主要应用于现代化工业、国防事业和大型科研项目中,具有非常广泛的应用前景。中国科学院电工所最近研制成功的“50kW/40kHz高压稳压电源”代表着国内高频大功率开关电源的先进技术水平。“200kW开关电源”的研究,标志着我国的高功率脉冲电源技术翻开了历史性的一页。 目前,国外的高功率开关电源研制技术较为成熟,并主要应用于工业和军事上。在粒子加速器、电磁发射、电磁推进、微波武器等脉冲功率技术应用的领域中,电源设备的平均功率通常在几百千瓦甚至几兆瓦以上,体积和重量只有国内的几十分之一,而且自动化程度非常高。 近年来,国内的小功率开关电源技术已日趋成熟,基本能够满足工业生产和军事发展的需要。 新型的高功率开关电源（平均功率200kW）具有体积小、重量轻、效率高、稳压范围宽等优势,而且具有先进的自动控制技术。近年来，在高压大功率的应用场合，开关电源作为一种高效好型、高性能的电源己广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。采用开关电源后，可以使相关装置体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽，大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。2 期末报告的具体要求1. 输入电压AC220V(10电压波动），频率50Hz。2. 输出电压10V(9.5V10.5V)，输出电流40A(3644A)，开关频率200KHz3. 主电路可以自己选择单端正激拓扑结构。4. 要求计算出选用管子的参数及变压器和滤波电感电容的设计。3 单端正激开关电源总体设计方案图3.1所示是开关电源电路的典型结构，它主要由整流滤波电路、DC/DC变换电路、开关占空比控制电路以及取样比较电路等模块构成。前级整流滤波电路用来消除来自电网的干扰，同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散，并将电网输入电压进行整流滤波，为变换器提供直流电压。变换器是开关电源的关键部分，它把直流电压变换成高频交流电压，并且起到将输出部分与输入电网隔离的作用。输出整流滤波电路将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压，同时还防止高频噪声对负载的干扰。取样电路和开关占空比控制电路通过检测输出直流电压，并将其与基准电压比较，进行放大，调制振荡器的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的稳定。图3.1开关电源典型结构开关电源的基本工作原理：输入交流电（市电）首先经过整流滤波电路形成直流VS，该直流电V。再经过通、断状态。如图3.2(a)所示波形V。控制的电子开关电路后，变换成脉冲状态交流电V0，V0再经电感、电容等储能元件构成的整流滤波电路平滑后，输出直流电V0（图3.2(c)）。显然，输出直流V0的大小取决于脉冲状交流电V0的有效值大小（成正比），而V0的有效值又与开关的导通占空比DTON/T（其中T=TON+TOFF）成正比。此外，通过取样比较电路中的取样电阻R1和R2对输出电压V0取样，并使之与基准电压VREF进行比较，若取样电压高于VREF，则比较电路输出Ve减小，取样控制占空比控制电路，使TON/T下降，从而使V0下降；若取样电压低于VREF，则比较电路输出Ve增加，使TON/T增加，从而使V0增加，这样就可以使开关电源的输出电压V0稳定在一个恒定值上。图2.2开关电源工作波形图3.2开关电源波形图3.1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图3.3所示。 图3.3单端正激式变换器原理图单端正激变压器又称buck转换器。因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。正激式变压器的转换功率通常在50500 W之间。输出电压Vo由匝比n、占空比D和输入电压Vi确定。当PWM控制器输出正脉冲，功率开关导通，变压器的初级绕组通过电流，此电流由两部分组成，一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流，另一部分足与输出电流等效的初级电流，他和初次级匝比成正比，和输出电流成正比。储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉，以便使磁通复位。N3为去磁绕组。 3.2 buck工作原理BUCK变换器又称降压变换器，它是一种对输入输出电压进行降压变换直流斩波器，即输出电压低于输入电压。其基本结构如图3.4所示。假定:(l)开关晶体管、二极管均是理想元件，也就是可以快速地“导通”和“截止”，而且导通压降为零，截止时漏电流为零;(2)电感、电容是理想元件，电感工作在线性区未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零;(3)输出电压中纹波电压与输出电压比值小到允许忽略。图3.4 Buck变换器电路工作过程：当主开关Tr导通，如图3.5所示，is=流过电感线圈L，电流线性增加在负载R上流过电流Io，两端输出电压Vo，极性上正下负。当is i。时，电容在充电状态。这时二极管D承受反向电压而截止。经时间D1Ts后，如图2.4所示主开关Tr截止，由于电感L中的磁场将改变L两端的电压极性，以保持其电流不变。负载两端电压仍是上正下负。在Io时，电容处在放电状态，以维持Io、Vo不变。这时二极管D，承受正向偏压为电流红构成通路，故称D为续流二极管。由于变换器输出电压Vo小于电源电压Vs，故称它为降压变换器。其工作图如下图3.5和图2.4所示:19 图3.5 Tr导通 图3.6 Tr关断在一般的电路中是期望BUCK电路工作在连续导通模式下的，在一个完整的开关周期中，BUCK变换器的工作分为两段，其工作波形图为:图3.7 BUCK在连续模式下的工作波形图3.3 buck变换器的参数计算在BUCK变换器电路中给定输入电压Vs的范围、输出电压Vo、功率P输出电流I。、纹波电压的范围Vo，开关频率fs，就可以推出电路中L、C的参数值和所需要开关管和二极管的耐压和耐流值，从而选定各自的型号。从图3.7中的波形图可知，在开关管Tr导通期间(一)，电感电流上升量为 （3.1）在开关管关断期间，电感电流的下降量为 （3.2）由于稳态时这两个电流变化量相等，即所以由上述两式可得: （3.3）由上式整理得 （3.4） (l)电感L的确定在连续和不连续之间有个临界状态，此时 （3.5）将3.2式代入3.5可得 （3.6）将3.6式整理得 （3.7）要保证电路工作在连续工作模式必须使LLc，一般取1.2倍的裕量。(2)电容C的确定流经电容的电流是()，由于对电容的充放电产生的纹波电压，如图3.4中和波形。 （3.8）将3.2式代入3.8式得 （3.9）开关管的峰值电流为 开关管的耐压值为 根据拟定技术指标：输入电压AC220 输出电压DC10V 频率50Hz 输出电流40A(3644A) 开关频率200KHz有上述公式推到可得：Lc 取 7.2uH C 取 3.4mF根据耐压值和余量 开关管取 IRFPS37N50A 500V 28A 二极管取 RF2001T4S 400V 18A峰值电流 取28A3.4 推挽式变换器3.4.1 主从输出推挽拓扑的原理图3.8 推挽脉宽调制变换器推挽拓扑如图3.8所示，它主要由带多个次级绕组的变压器构成，每个次级绕组都提供一组相差180的方波脉冲，脉冲幅值由次级绕组的匝数决定。而所有的次级绕组的脉宽都由接于次级主输出的负反馈控制电路决定。在推挽式变换器中使用两个幅值相等、脉宽可调、相差180的脉冲驱动Q1和Q2基极外，它的控制电路和其他电路原理一样。导通时段，开关管的基极驱动必须足够大，已使在整个电流范围内，都能够把每个初级半绕组的底端电压拉到低到等于开关管饱和导通压降Vea，约为1V。因此当每一个开关管导通时，都提供给对应初级半绕组幅值为（Vdc1）的方波电压。考虑到输出整流二极管的正向压降Vd，整流二极管阴极的输出是一个导通时间为Ton、幅值为(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd的平顶方波。这里Vd是整流二极管的正向压降，对于传统的快速二极管其值为1V，对于肖特基二极管（通常用于Vm为5V的大电流输出场合）其值为0.5V。因为每个半周期都有一个占空比为Ton的脉冲，所以整流二极管阴极输出脉冲的占空比为2Ton/T。图3.5中，LC滤波器的输入波形是方波幅值不变且脉宽可调。图3.5中LC滤波器的功能是提供一个值为方波平均值的直流输出，同时滤除方波中的纹波。电容和电感的功能分析和计算过程与buck调整器完全一样。如图3.6所示输出Vm的直流或平均电压为 （3.10） Vm对应的主输出整流器波形如图3.6所示。如果将Vm接入负反馈，如图3.5所示，以控制导通时间Ton，则Vm将随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出，使Vm保持不变。尽管负载电流没有出现在式3.10中，但只要是负载电流改变导致的Vm变化，它都会被误差放大器所采样，然后通过控制导通时间Ton来纠正，使Vm保持不变。只要L1不随负载电流减小进入不连续工作模式，导通时间Ton的变化就不大，其具体数值由式3.10根据不同的匝比Nm/Np、Vdc和周期T来确定。从输出的整流二极管阴极电压由从绕组的匝数决定。其方波宽度与主输出相同，为由主输出Vm的反馈环确定的Ton。因此从输出为 （3.11） （3.12）3.4.2 推挽式变换器存在的问题及解决方法1.最小电流的限制当有从输出时，直到主输出电流降到额定值得1/10，则直到主输出电流降到最小值，根据式3.7计算出电感不都会进入不连续工作模式。在此范围内，从输出电压值将保持在5%的范围内。当主电感进入不连续状态时（电感电流低于最小电流值），Ton明显下降，从输出电压也随之明显下降。不过，反馈环仍能保持主输出电压恒定。同样，从输出在其输出电流范围内也不允许不连续运行。如果他们的最小电流值选为额定值的1/10，则可以根据3.7式计算从输出电感。2 磁通不平衡如图3.6铁芯材料的磁滞回线图3.6典型铁氧体磁心材料(Ferroxcube 3C8)的磁滞回线。如果要磁通曲线保持在线性范围内，则在频率达到30kHz时，磁通变化范围须限制在2000G之间。频率为100300kHz时，由于磁心高频损耗的原因，磁通变化范围的峰值必须减至1200G或800G以下。正常工作时，磁芯的磁通变化范围位于上图所示的B1和B2之间。工作在磁滞回线2000G以内的线性部分是合理的。 当Q1导通时，如图3.5所示，Np1的异名端为正，磁心沿磁滞回线上升即从B1向B2移动。其上升的实际值与Np1两端电压和Q1导通时间的乘积成比例。当Q1关断Q2导通时，Np1的同名端为正，磁心沿磁滞回线从B2往B1下降，其下降的实际值与Np2两端电压和Q2的导通时间成比例。如果Q1导通时Np1施加的伏秒数与Q2导通时Np2施加的伏秒数相等，则一个周期后，磁心会从B1上升至B2，正好又返回到B1。但只要伏秒数稍有不等，磁心就不能回到起点，并且若干周期后，磁心将偏离磁滞回线，进入饱和区。饱和区的磁心不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。 使导通时的置位伏秒数与关断时的复位伏秒数不相等的因素很多。即使Q1和Q2的基极电压宽度相同，其集电极电压宽度也可能不完全相等。对于通常的集成电路控制芯片，其产生的两组基极驱动脉冲电压基本相等。 如果Q1、Q2是双极型晶体管，则其存储时间会使集电极导通时间比基极脉冲的时间长。存储时间为0.36pts。存储时间也受温度的影响，随温度上升而显著增加。即使Q1、Q2在相同温度下的存储时间恰好相同，如果Q1、Q2在散热器上相距较远，以致工作温度不同，其存储时间也可能相差很大。 另外，如果一个开关管导通的伏秒数略大于另一个，就会使磁心略偏离平衡点而趋向饱和。如果磁心磁通达到磁滞回线（如图3.6所示）的弯曲部分，则会使该开关管的电流比另一个开关管的电流大，并且在该半周期，磁心励磁电流将成为负载电流的主要部分。于是流过较大电流的开关管会变得较热，使它的存储时间延长。随着该开关管存储时间的延长，这半周期内作用于磁心的伏秒数会增加，流过的电流也会增加，该管的存储时间进一步延长。这样，失控状态将很快出现，磁心饱和，开关管损坏。 如果Ql、Q2是MOSFET管，则磁通不平衡问题兢远没有那么严重。首先，MOSFET管没有存储时间，两组栅极信号脉宽相等，两个开关管导通时间相等。更重要的是，由于MOSFET管的导通压降随温度升高而增加，所以上述失控情况不会发生。 相反地，MOSFET管导通压降随温升而增加的特性提供了负反馈作用，它有助于纠正磁通不平衡问题。设伏秒数开始不平衡，则伏秒数较大的半周期内，由于磁心开始移向磁滞回线弯曲部分，流过对应开关管的电流就较大。有较大电流的开关管，管温增加，导通压降也增大，但这将使对应初级半绕组上的电压降低。从而降低该半周期的伏秒数，使流过该开关管的电流减小，恢复正常。 综上所诉，可以从平衡伏秒数出发用以下几个方法减小磁通不平。1. 增加初级绕组的电阻2. 匹配功率开关管3. 磁心加气隙4. 使用mosfet功率开关管5. 使用电流模式拓扑由于综合考虑到技术、成本、实现的难易，本设计将采用使用mosfet功率开关管和电流模式控制以减小磁通的不平衡。3.5 .变压器磁芯的选用原则开关电源中的变压器从性能价格比考虑，MnZn功 率铁氧体材料是最佳的选择。应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性：高饱和磁通密度或高的振幅磁导率，在工作频率范围有低的磁芯总损耗，较低的温度系数，较高的居里温度。磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成，即：磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成正比关系。即：对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的，为降低损耗，即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。要达到此目的，须从两方面着手，一是从配方成分方面，尽量使磁晶各项异性常数k0，磁滞伸缩常数0；二是在工艺上要做到高密度、大晶粒、均匀完整、另相少、内应力小、气孔少。3.6变压器磁芯的选择 目前，高频开关电源变压器所用的磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品的成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料的饱和磁感应强度虽然高，但在假定的测试频率和整个磁通密度的测试范围内，它们呈现的铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率的制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料的损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状的铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成的变压器是最符合其要求的，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器的变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。3.6.2. 工作磁感应强度的确定工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中的一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率的因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T到0.3T之间。设计中，根据特定的工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。3.6.3.变压器的计算功率开关电源变压器工作时对磁芯所需的功率容量即为变压器的计算功率，其大小取决于变压器的输出功率和整流电路的形式。变换器输出电路为全波整流，因此 （3.13） 式中：Pt为变压器的计算功率，单位为W变压器的查手册预订效率为0.85 Po为变压器的输出功率，单位为W4.磁芯设计输出能力的确定 磁芯材料确定后，磁芯面积的乘积反映了变压器输出功率的能力。其磁芯面积为 （3.14）或 式中： Ap为磁芯截面积乘积，单位为cm4； Ac为磁芯截面积，单位为cm2； Am为磁芯窗口截面积，单位为cm2； Bm为磁芯工作磁感应强度，单位为T； Kw为窗口占空系数取0.2； Kj为电流密度系数(温升为50时，E形磁芯取534)。3.7变压器设计3.7.1变压器工作原理 变压器是一种利用互感祸合的电感器件。它由磁芯和绕组组成，磁芯起导磁作用，并使变压器的电性能和经济指标大大变好。接输入端的是初级绕组，起激磁和从输入端获取电能的作用，并通过它将输入电能转换为磁场能。接输出端的是次级绕组，它将磁场能转换为电能供给负载。 变压器的工作原理，可概括为空载、负载两种工作状态的三个物理过程。如图3.1所示：当开关K在断开位置时，匝数为N。的初级绕组，接通交流电源V。后，变压器处在空载状态。此时，第一个物理过程是：初级绕组产生激磁电流。，磁势E0N0I0，其产生磁场 （3-1） （3-2）式中，Bm为磁感应强度，m为磁通量，Le。为磁芯有效长度，Ae为磁芯有效截面积，I1为磁芯磁导率，为初级绕组电流。由式(3-2)可知，在磁芯中激起交变磁通m。此时为电生磁过程。图2.4变压器结构示意图空载的第二个物理过程是：据电磁感应定律，磁芯里的交变磁通，在初级绕组两端产生自感电势E1绕组两端产生互感电势E2时称为磁生电过程。根据空载状态时，初级绕组的自感电势E瞬时值为设=m*COSt 则可以得到电压有效值 E1=KfN1BmAef 其中Kf 为波形系数，N1为初级绕组匝数，Bm为工作磁感应强度，也为磁心有效截面积，f为电源频率）。由电磁感应定律，次级绕组互感电动势E2的瞬时值为 设=m*COSt，则可得电压有效值E2KffN2BmAe（N2为次级绕组匝数）。设初、次级电阻为零，则有V1E1，V2E2，并可得到V2/V1=N2/N1，这是变压器的变压原理。3.7.2开关频率=200khz时变压器设计图3.7.1变压器是一种应用电磁感应原理，将电能从一个电路传输到另一电路的电磁装置，是电源设备中的关键部件之一。变压器只用于交流传输与变换，而不能进行直接传输，在交流电路中起电气隔离、储能、变压、变阻等作用的。图3.7.1变压器1）输出变压器次级电压U2计算UL是输出扼流圈在内次级线圈的电压降，Uf是输出二极管的正向电压。最低的次级电压U2min为设 ULMAX=0.2V，UF=0.5V(设定肖特基二极管)，则2）初、次线圈计算输入直流电压U1的最小值使用按输出电路计算求得的U1min值。根据第一级变压器计算得一次侧电压为80（V）,则变压比N为根据计算得S=磁心材质相当于TDK的H7C4,最大工作磁道密度30mB可从图3-4中查得.实际使用时的磁心温度约100，且要选择能保持线性范围的Bm，即0.3T以下。当磁心温度有100，工作频率200KHz时，约减少0.1T而成为 Bm=0.2T。根据线圈计算公式则，因而次级N2 = 2，式中Bm为磁心的磁通密度(T);S为磁心的有效截面积(mm2)。初级线圈的匝数则是确定 N1=6，N2=2。次级线圈所需要的电压U2min一定要充分，因此要进行ton max的修正计算。根据(2.3.2)公式 则有修正结果为0.4,仍然在0.40.45范围内，可以继续使用以下计算。3.8 输出滤波器的设计在开关电源中带磁心的电感器，一般采用电感线圈Lf 与输出滤波电容器Cf 构成的“L”型滤波器如右图3.7.2。电感线圈对高频成分呈现很高的感抗，而电容对高频成分呈现很小容抗，已达到在电路中抑制纹波和平滑直流的作用。图3.8.2 滤波器1） 输出扼流圈的电感值设计计算流入输出扼流圈电流L为输出扼流圈的电感(H); 流入输出扼流圈电流为输出电流的10%30%。则有电感L值为：由此可见，需要4.0625H，12A的扼流圈。2）输出滤波电容的确定输出电容器的选定取决于输出脉动电压控制在多少毫伏。输出脉动电压虽要根据和输出电容器的等效串联电阻RSE确定，但一般规定为输出电压的0.3%0.5%范围。就是在200HKz范围内，需要RSE值在以下电容器的。所以可以选择20V，8200 H，则RSE为25m ,容许脉动电流为2.4Ams.流向电容器的纹波电流为说明该电容器合适。3）滤波器电阻设计要想不是输出扼流圈的电流中断而直接使用时，可以假设电阻值为 Rd则假设电阻Rd 电耗为Wrd4）复位电路计算复位电路如图3.8.3所示。开关功率管VT1接通时，变压器T1的磁通增加，磁能被储存到T1，当VT1截止时，即放出这种受激磁的磁能下图复位线圈到T1上，图3.8.3 复位电路以在VT1截止时通过VD1把磁能反馈到输入。在VT1截止时，因复位线圈N3两端的电压受U1限制因此，这是初级圈的电压U3可求在此公式里，如果N1和N3线圈耦合不好，则VT1截止瞬间所发生的尖峰电压会因漏磁通而Bm也会饱和，且会有过大电流流向初级线圈，为防止这种现象，要满足下面(2.5.2)公式则磁复位串接在N3的中二极管VD1承受最大电压为那么选择VD1额定电压为900V，这样基本符合要求的。5）功率开关管选择图3.8.4为MOSFET型功率开关管，它主要具有驱动功率小，器件功率容量大;第二个显著特点是开关速度快，工作频率高，另外他的热稳定性优于GTR等优点，也是目前开关变换器广泛应用的开关器件。图3.8.4MOSFET型功率开关管根据单端正激式变换器计开关管VT1承受最大电压公式6得:根据需求，可以选择DSJSK218型号。它的最高承受电压为900V，允许最大电流为3.5A，而功率损耗是50W，是上面功率最小损耗的。4 保护电路的设计4.1控制电路方案比较选择电源的性能例如输入的线性调整、输入线与负载的变动反应特性，基本上取决于归返回路(return loop)的结构。归返方式可分为两种，分别是: (a) 电流模式控制。 (b) 电压模式控制。有关电压模式控制 图4.1是电压模式控制的DC-DC Converter电路实例，由图可知它是由单一的反馈回路所构成，它的输出电压归返至输入端，误差增幅器可将基准电压Vref，与分压后的输出电压差分增幅，再将结果输入到脉冲宽变调器(PWM: Pulse Width Modulation)，PWM比较器(comparator)可将增幅后的差分信号，与内部产生的锯齿状信号作比较，并将调节占空比，最后再输出PWM信号。图4.1 电压模式控制的DC-DC变频器基本电路有关电流模式控制 图4.2是电流模式控制的DC-DC转换器电路实例，由图可知它是在电压反馈端追加设置可使电感电流返回的回路。在电流模式控制的DC-DC变换器 ，流入电感的电流与流入PWM比较器可以控制占空比的电流都被当作控制信输入，换句话说除了输出电压之外电感电流也能反馈，是它与电压模式最主要的结构差异。4.2的电流模式控制的DC-DC 变换器的电感检测方法有三种，分别是:(一) 平均电流模式控制。(二) 固定ON/OFF时间控制。20(三).峰值电流模式控制。 图4.2电流模式控制的DC-DC变换器基本电路 图4.3是平均电流模式控制的DC-DC 变换器电路，由于输入电流与输入电压同相，因此它可以有效改善输入效率。图4.3 平均电流模式控制的DC-DC 变换器基本电路 峰值(peak)电流模式控制则是电源电路设计经常使用的方式。图4.2的开关管Tr1一旦导通的话，电感电流IL 会大幅增加，如果电感电流IL与控制信号一致时，开关管Tr1会将固定周期的时间内关断。此外峰值电流模式控制变换器能获得良好的线形调整特性，因此可去除输入电源的交流谐波成份，去除音频噪声。不论是电流连续模式或是电流非连续模式，都具有相同的动作特性，所以即使负载范围非常宽广，两者仍然具备稳定动作的特征，而且补偿电路也很简单。电感电流IL值亦即控制电压，是利用输出电压的归返信号控制，IL的检测信号则与控制电压Vc作比较，被检测的IL直到与Vc相同之前，PWM 调节器的输出会持续维持Tr1为ON状态，若IL与Vc相同时就使Tr1为OFF状态。下个周期则是由时钟脉冲使RF变低后才开始动作，如此一来IL的峰值就可利用控制电压获得正确的控制，由此可知电流模式控制特性是由许多要素构成。由上述可知电流模式的优点：(一) 具备良好的线形调整特性(二) 位相补偿非常简单(三) 响应特性不仰赖电流连续与电流非连续动作模式(四) 不需另外设置电流限制电路峰值电流模式的缺点：(一)输出电感峰值电流恒定而非平均电流恒定(二)对输出电感电流扰动的响应(三)电流模式的斜率补偿电流模式控制的转换器必需增加设置各种电路，因此设计上显得比较复杂，不过电流模式控制的优点却大于缺点，尤其是输入电压范围很大的系统例如PC、高频通讯设备，或是要求低输出变动的系统，电流模式控制具备的线形调整特性就可获得充分的发挥。此外利用补偿设定的过渡反应超调、连接时间、稳定性，不论是连续模式或是非连续模式，两者的性能几乎完全相同。相较之下电压模式控制的转换器为维持连续模式，必需设置很大的磁气电路。 电流模式控制的另一项优点是它使用结构简单的零极点，加上IC化的电路使得器件的使用数量大幅减少，同时还可以降低电容器的容量与外形体积，输出电容对ESR无特别的要求。设计中一级变换器的占空比小于50%不存在扰动响应和斜率补偿的问题，而二级变换中需要应用斜率补偿，以避免震荡。斜率补偿电路如下图4.5 图4.5斜率补偿电路图 由R1和R2确定幅值的正斜坡电压取自定时电容上端并与电流采样电阻加。若选择R1，R2使叠加到Vi电压斜率等于输出电感电流下降斜率的一半，则输出电感电流平均值与开关管脉宽无关。只要R1，R2满足下式就能完全补偿 （4.1）式中 由于R1和R2会从定时电容正端吸收电流而改变频率，所以要选择足够大的（R1+R2）以减小对频率的影响，先选择R1，然后根据式4.1选择R2。电流检测方法功率开关电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制。电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简化、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而取得越来越广泛的应用。而在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地测量电流值，故电流检测电路的实现就成为一个重要的问题。 在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小损耗也小。 电流检测电路的实现方法主要有两类：电阻检测和电流互感器检测。 如下图4.6图4.6电阻检测接地当使用图4.6直接检测开关管的电流时还必须在检测电阻Ri旁并联一个小RC滤波电路，因为当开关管断开时集电极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值常足以使电流放大器锁定，从而使PWM电路出错。 在实际电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦，甚至十几瓦；而且很难找到几百毫欧或几十毫欧那么小的电阻。 实际上在大功率电路中实用的是电流互感器检测，如图4.7所示。图4.7电流互感器检测电路电流互感器检测在保持良好波形的同时还具有较宽的带宽，电流互感器还提供了电气隔离，并且检测电流小损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中，电流互感器检测更加适用，因为平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。如果电流互感器的磁芯不能复位，将导致磁芯饱和。电流互感器饱和是一个很严重的问题，首先是不能正确测量电流值，从而不能进行有效的电流控制；其次使电流误差放大器总是“认为”电流值小于设定值，这将使电流误差放大器过补偿，导致电流波形失真。电流互感器检测最适合应用在对称的电路，如推挽电路、全桥电路中。对于单端电路因为电感电流不能回零而使直流值“丢失”了；并且电流互感器因不能磁复位而饱和，从而失去过流保护功能，输出产生过压等。综上所述，一级变换电流检测采用图4.6，二级采用图4.7的电路方法，较简单实用。4.2 控制电路设计4.2.1 buck控制电路设计本设计选用UC3842作为变换器的控制芯片。对其做一个简单介绍。UC3842是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。UCX842A有16伏（通）和10伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器。UCX843A是专为低压应用设计的，低压锁定门限为8.5伏（通）和7.6伏（断）。微调的振荡器放电电流可精确控制占空比电流模式工作到500千赫自动前馈补偿锁存脉宽调制，可逐周限流内部微调的参考电压，带欠压锁定大电流图腾柱输出欠压锁定，带滞后低启动和工作电流直接与安森美半导体的SENSEFET产品接口简化框图如下：图4.8 UC3842简化框图端1为COMP端；端2为反馈端；端3为电流测定端；端4接Rt、Ct确定锯齿波频率；端5接地；端6为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端7为集成块工作电源电压端，可以工作在840V；端8为内部供外用的基准电5V，带载能力50mA。各管脚功能说明如下表图4.9 UC3842管脚功能表各个管脚用法及接线：图4.10 误差放大器的补偿电路接法图4.11 关断锁定必须选用 MCR101 SCR以保持在Tmin时电流小于0.5mA，所有电阻都是10K。图4.12 电流波形尖脉冲的抑制增加RC滤波器将消除电流波形前沿尖脉冲导致的不稳定。图4.13 软启动电路4.2.2 推挽式控制电路设计控制芯片选用UC3846，其资料如下：UC3846/47电流模式PWM控制器最早是由美国尤尼创公司(Unitrode C0rporation)推出的，现由美国德州仪器公司生产。UC3846和UC3847都是16引脚PWM控制器，其主要区别在于：在关断状态下，UC3846输出低电平，而UC3847则输出高电平。UC3846/47系列电流模式PWM控制器分军品、工业品和民品三个等级，相对应的型号分别为UC1846/47，UC23846/47和UC3846/47。下面以美国德州仪器公司生产的UC3846/47电流模式PWM控制器为例，对其特点、引脚功能、电气参数、工作原理以及典型应用分别进行介绍。特点和引脚说明高频开关电源集成控制器 (1)自动前馈补偿。 (2)可编程控制的逐个脉冲限流功能。 (3)推挽输出结构下自动对称校正。 (4)负载响应特性好。 (5)可并联运行，适用于模块系统。 (6)内置差动电流检测放大器，共模输入范围宽。 (7)双脉冲抑制功能。 (8)大电流图腾柱式输出，输出峰值电流500mA。 (9)精密带隙基准电源，精度1%。 (10)内置欠电压锁定电路。 (11)内置软启动电路。(12)具有外部关断功能。 UC3846管脚图 (13)工作频率高达500kHz。 图4.14 UC3846原理框图2UC3846/47的引脚功能简介如下： C/S SS（引脚1）：限流信号软启动输入端。该端可接给定信号。 VREF（引脚2）：基准电源输出端。该端输出一温度特性极佳的基准电压。 C/S-（引脚3）：电流检测比较器反相输入端。该端接电流检测信号。 C/S+（引脚4）：电流检测比较器同相输入端。该端接给定信号。 E/A+(引脚5)：误差放大器同相输入端。在闭环或开环系统中，该端都接给定信号。 E/A-（引脚6）：误差放大器反相输入端。在闭环系统中，该端接输出反馈信号。根据需要，可在该端与引脚7之间接入不同功能的反馈网络，构成比例