Royer线路解说-01.1.31.doc

Royer 線路解說Date ：2001年1月31日w 电路原理变压器算法w 变压器结构w 设计注意事项w 影响输出电压的因子w 其他1. 电路原理：（以CEUS0509的线路作为实例解说）Royer的电路架构，原属西屋公司的专利，目前已经过期，一般称为：电子变压器，它是利用Q1、Q2及变压器饱和的原理，使初级侧产生Duty = 50 %的方波，利用变压器N1：N2V1：V2的圈比关系，使次级端产生感应电压，当需要输出电压大一点，就把次级圈数绕多一点.，基本电路如下：(a). 线路图(b). 铁心的B-H 曲线(c). 施加于变压器N1、N2电感上的电压与磁通密度T1T0(a). 令磁通为，加在绕组N圈上的电压V，根据法拉第定律，可以下式表示：V = N *（ddt）.（2-12） (b). 将上式两边以半周期积分运算（所谓积分就是算这半周期T0T1 之 电压*时间 的面积，就是常说的E-T常数），令 B * Ae （磁通量磁通密度 * 截面积），则其公式如下：( 1N ) * V * dt = Ae * B ( +B = -B ) .（2-13）积分的时间 t 系介于0 T2 （T0 T1） 半个周期之内，此期间内之磁通密度变化，介于 B B 的 2B 范围内，由式子（2-13）可以求得( V * T ) ( 2 * N ) = 2 * Ae * B .（2-14）V = 4 * N * Ae * B T .（2-15） T 2 * TON ( Duty 50 % ) 及 f 1 TV = 2 * N * Ae * B TON .（2-15）V = 4 * N * Ae * B * f .（2-16）N =（ V * TON ）（ 2 * Ae * B ） .（2-17）上式若磁通密度的单位为 高斯（Gauss），Ae 的单位为cm2，则（2-16）式又可写作：V = 4 * N * Ae * B * f * 10 - 8 .（2-18）我已经将上述公式输入到Excel 的表格内，只要把现有的参数输入，即可得到希望的圈数1.1. Q1启动：输入+5V经由R1= N5、N6后分别接到Q1、Q2的基极（Base)，假设Q1的VBE比较小，Q1先ON，启始IB电流流进Q1基极。此时Q1的集极（Collector）因为输入5V早已经过N1而跨接5V等着，当Q1 Base有IB1 时，利用晶体值的关系，而使IC1IB1，于是电流从+5V = N1 = Q1 = GND-P请注意N1、N5的起绕点，因为极性的关系，当N1的电流增加，N5的电流也跟着增加，于是Q1很快的进入饱和区Q1保持ON的时间，由变压器的N1圈数决定. TON =（2 * BMAX * Ae * Np） VINFig. ( 1.1.A)例如：以手上现有样品CFUS0509-C为例，原先的圈数 = 初级（Np）：次级（Ns） 15：33输入电压与Q1的波形比较：（电压低 = TON 大，电压高 = TON 小）(1). Vin = 4.7 V，TON = 12.5 uS(2). Vin = 5.0 V，TON = 11.7 uS(3). Vin = 5.3 V，TON = 11.1 uS项次数值单位名词解释计算式（忽略VCE、VF）BMAX=4580Gauss磁通密度TON =（2 * BMAX * Ae * Np）VINAe=0.04282 CM2铁心截面积TON =（2 * 4580 * 0.04282 * 15）5 * 0.01Np=15 圈初级圈数TON = 11.76 uSVin=5伏特输入电压注：（1）TON算式中 * 0.01是单位换算时的比例系数（2）BMAX 系从材料表得知铁心为Steward 的 # 33T材质，Bs约为4700（Steward型录Page 8），因为从波形测得TON11.7 uS，于是利用Excel 试算表微调，得到实际BMAX 约4580 Gauss，附上的Excel公式则又把晶体管、二极管的压降包含进去。（3）平常利用LCR Meter量电感分辨u值，如今利用Royer线路从频率的大小，可以反推BMAX，例如：每一批铁心进料时，绕上CFUS0509的圈数，测试TON就可以辨别铁心是否正确，TON小（频率高）表示BMAX小。当Q1 ON时，初、次级电流路径如下图所示：流过Q1的最大电流 IB1，而IB1的大小则由R1与N5决定（它是一条串连回路），N5越多圈，IB1就越大，请试绕一下就会了解），Q1很快进入饱和区。其他半导体的工作说明如下： Q2因为N6的极性关系，好像在Q2的VBE加逆电压，使Q2进入截区 次级N3的极性允许电流流经D1A，使N3的感应电压如下：（忽略Q 1 之VCE、D1A 之VF）VN 3 5V （N3N1） 5 （2311）10.45V （实际考虑半导体压降时会更低） C3上的电压 VN 3 VD1A 10.45V 1.5V 8.95V1.2. Q1关闭：先前提到电子变压器是利用变压器的饱和来产生方波振荡，在此要请各位回忆一下磁滞曲线，Q1持续ON，超过变压器的E-T常数（V-uS）时，变压器就进入饱和区，所谓饱和就是磁通量不再随时间的变化而变化 Bt = 0，将产生下列情形：(a). 变压器失去功能，表示N5、N6不再感应电压，VN5、VN6 0，表示IB1 0(b). 初级（N1）电感迅速减少，形同空心的线包，VN1的电压 N1漆包线内阻 * IC1 0 ，而 VINVN1VCE1 表示VCE1 5V(c). 从晶体管的特性曲线可以看出：VCE1 5V IB1 0，表示Q1将进入截止区1.3. Q2启动：当Q1变成OFF时，因为磁场能量不灭，变压器的绕组电压极性反转，N6的极性变成适合驱动Q2的基极，将在Q2上产生与Q1类似的电流路径：(a). Q2电流路径：5V = N2 = Q2 = GND-P(b). N6将驱使Q2很快进入饱和区(c). 次级电流路径：N4 = D1B = C3CFUS0509之Q1、Q2的测试波形如下：(1).为重载，TON 24.6 uS， (2).为空载，TON 23.8 uS(1). Vin = 5 V，Load = 200 mA(2). Vin = 5 V，Load = 0 A2. 变压器结构：Royer 架构的DCDC变压器 与Pulse Transformer的绕线原则完全相同，漏感越小，电压耦合越好2.1. N1N2 与 N3N4 呈360平均重叠绕 - 电压耦合最好，如果能够先绞线，漏感极低2.2. N1N2 与 N3N4 各占半边180分开绕 - 电压耦合最差（短路电流较大）2.3. N5、N6疏绕180，平均重叠绕在N1N2 - 驱动电压耦合良好2.4. N5、N6密绕， 约10 15叠绕在N1N2中间- 驱动电压耦合较差（推测短路电流可能较小）3. 设计注意事项：3.1. Q1、Q2的VCEO耐压是否大于VCE Peak ，N5、N6上感应的VPEAK，是否大于VEBO 3.2. 输出二极管的逆向耐压，是否大于实测的逆向耐压PEAK值3.3. 输出二极管的顺向压降，是否大于设计值（次级电压VF输出电压）3.4. 输出二极管的顺向电流规格值，是否大于输出电流值4. 影响输出电压的因子：从之前的圈比关系得知，下列因素影响输出电压：4.1. 输出二极管的顺向电压4.2. 变压器初次级的绕线方式，因为已经是旧机种，绕线方式应该不会出问题4.3. 晶体管的饱和电压，VEC如果变大，将使输出电压降低4.4. 铁心的BMAX变动（可以从震荡频率得知铁心的差异，BMAX变小 = 频率变高）5. 其他：5.1. 震荡频率越高，短路电流较小，提议的14：30圈比，因为初级圈数增加，造成TON也增加 =频率下降，短路电流上升5.2.