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湖南涉外经济学院课程设计报告课程名称：通信系统综合课程设计报告题目：通信系统Matalab仿真学生姓名：谭干所在学院：信息科学与工程专业班级：通信1102学生学号：11430821159447指导教师：何小年2014年12月31日课程设计任务书报告题目通信系统综合课程设计完成时间学生姓名谭干专业班级通信工程指导教师何小年职称副教授总体设计要求和技术要点通过工程训练，理解调制解调是通信系统中实现通信信号传输与接收的核心技术之一，掌握现代通信系统中常用的QPSK、M-QAM、OFDM等现代调制解调技术的原理、实现过程、性能分析方法等。（1）调制解调原理的仿真。在Matalab中建立基于QPSK、M-QAM及OFDM调制解调技术的通信系统仿真模型，并通过该模型观察不同信道条件下发射端和接收端的星座图、误码性能。（ 2）无线调制解调系统仿真实验。将已调制信号进行脉冲成形后加载到无线通信信道（可在matlab中采用理论上的AWGN、瑞利、莱斯、Nakagami-M等信道模型进行模拟），在接收端进行解调处理，对信号频谱、功率谱，星座图和误码性能等进行对比、分析。工作内容及时间进度安排第15周：周1-周3 ：立题、论证方案设计周4-周5 ：预答辩第16周：周1-周3 ：仿真实验7周4-周5 ：验收答辩课程设计成果1与设计内容对应的软件程序2课程设计总结报告摘要正交频分复用（OFDM）是一种多载波宽带数字调制技术。相比一般的数字通信系统，它具有频带利用率高和抗多径干扰能力强等优点，因而适合于高速率的无线通信系统。正交频分复用OFDM是第四代移动通信的核心技术。论文首先简要介绍了OFDM基本原理。在给出OFDM系统模型的基础上，用MATLAB语言实现了整个系统的计算机仿真并给出参考设计程序。最后给出在不同的信道条件下，对OFDM系统误码率影响的比较曲线，得出了较理想的结论，通过详细分析了了技术的实现原理，用软件对传输的性能进行了仿真模拟并对结果进行了分析。介绍了OFDM技术的研究意义和背景及发展趋势,还有其主要技术和对其的仿真具体如下:首先介绍了OFDM的历史背景发展现状及趋势研究意义和研究目的及研究方法和OFDM的基本原理基本模型OFDM的基本传输技术及其应用,然后介绍了本课题所用的仿真工具软件MATLAB,并对其将仿真的OFDM各个模块包括信道编码交织调制方式快速傅立叶变换及无线信道进行介绍,最后是对于OFDM的流程框图进行分析和在不影响研究其传输性的前提下进行简化,并且对其仿真出来的数据图形进行分析理解关键词：OFDM、QPSK、M-QAM、Matalab仿真目录一、概述1二、方案设计与论证21QPSK工作原理21.1 QPSK调制工作原理1.2 QPSK的相干解调的基本工作原理2QPSK仿真2 2.1.QPSK的眼图和星座图的仿真22.1.1建立QPSK仿真文件2.1.2仿真结果2.2 QPSK的波形和功率谱密度仿真2.2.1建立仿真文件2.3QPSK的误码率仿真2.3.1建立simulink文件2.3.2建立程序文件2.3.3仿真结果三、电路图30 1、DAC0800电路五、结论与心得6六、参考文献6一、概述通过LM556CM使被测电容Cx产生一个CP脉冲（闸门信号），使闸门信号控制另一个LM556CM，使其产生与Cx相对应的一系列CP脉冲。（小四、宋体、固定行距20磅）二、方案设计与论证1、QPSK工作原理1.1 QPSK调制的工作原理多相相移键控（MPSK），特别是四相相移键控（QPSK）是目前移动通信、微波通信和卫星通信中最常用的载波传输方式。四相相移键控（QPSK）信号的正弦载波有4个可能的离散相位状态，每个载波相位携带2个二进制符号，其信号表达式为： i1，2，3，4 0tTsTs为四进制符号间隔，:i=1,2,3,4为正弦波载波的相位，有四种可能状态。如以下矢量图所示：图QPSK信号的相位图IQ如图为QPSK的相位图，QPSK的相位为（3/4，/4，/4，3/4）。对于QPSK： 0tTs由于 所以： QPSK正交调制器方框图如图所示：串并变换载波发生器90度相移I（t）Q（t）cosct-sinct基带信息已调信息图QPSK正交调制器方框图在kTst(k+1) Ts(Ts=2Tb)的区间，QPSK产生器的输出为：1.2 QPSK的相干解调的基本工作原理QPSK的相干解调方框图如图所示：低通滤波器判决低通滤波器判决并串转换sinctcosctr(t）)输出图QPSK的相干解调方框图 当调制信号为I1，Q1时，由调制原理，调制输出信号为，在没有噪声和延时的理想状态时，解调器的输入，则I检测器的输出为：则Q检测器的输出为：用截止频率小于2的低通滤波器对I检测器的输出滤波后得到1/2,即为逻辑1；对Q检测器的输出滤波后得到1/2,即为逻辑1。解调出来的I1，Q1，解调正确。2、QPSK仿真2.1 QPSK的眼图和星座图的仿真2.1.1建立QPSK仿真文件2.1.2仿真结果2.2QPSK的波形和功率谱密度仿真2.2.1建立仿真文件clear all;Ts=1; %基带信号周期为1s，即为1Hz,输入信号周期为Ts/2=0.5s，即2Hzfc=1; %载波频率为1HzN_sample=64; %每载波采样64个点N_num=1000; %基带信号为8个码元,每通道4码元dt=1/fc/N_sample; %采样间隔t=0:dt:N_num*Ts-dt; %仿真时间T=dt*length(t); %仿真时间序列d1=sign(randn(1,N_num); %随机产生100个基带信号d2=sign(randn(1,N_num); %随机产生100个基带信号gt=ones(1,fc*N_sample); %每码元对应的载波信号%QPSK调制s1=sigexpand(d1,fc*N_sample); %码元扩展s2=sigexpand(d2,fc*N_sample); %码元扩展b1=conv(s1,gt); %码元扩展b2=conv(s2,gt); %码元扩展s1=b1(1:length(s1); %码元扩展s2=b2(1:length(s2); %码元扩展st_qpsk=s1.*cos(2*pi*fc*t)-s2.*sin(2*pi*fc*t); %QPSK调制信号st_qpsk=st_qpsk/sqrt(2);f y1f=T2F(t,st_qpsk);lenf=length(y1f);Show_num=8; %显示码元数Show_time=Show_num*Ts; %显示码元数figure(1);subplot(431)plot(t,s1);xlabel(t);axis(0 Show_time -1.6 1.6);title(I通道基带波形);subplot(434)plot(t,s2);xlabel(t);axis(0 Show_time -1.6 1.6);title(Q通道基带波形);subplot(437)plot(t,st_qpsk);xlabel(t);axis(0 Show_time -1.6 1.6);title(QPSK波形);subplot(4,3,10)plot(f,10*log10(abs(y1f).2/lenf);xlabel(f);axis(-20 20 -60 10);title(QPSK频谱);2.2.2仿真结果2.3QPSK的误码率仿真2.3.1建立simulink文件2.3.2建立程序文件%设置仿真间隔xSampleTime=1/1000;%设置信噪比取值范围x=0:10;for i=1:length(x) SNR=x(i); sim(qpsksim1.mdl); y(i)=ErrorVec(1);end;semilogy(x,y);grid on;xlabel(SNR(dB);ylabel(BER);title(QPSK);2.3.3仿真结果3、M-QAM设计原理利用Matlab仿真软件，完成如图1所示的一个基本的数字通信系统。信号源产生0、1等概分布的随机信号，映射到16QAM的星座图上，同时一路信号已经被分成了I路和Q路，后边的处理建立在这两路信号的基础上。I路和Q路信号分别经过平方根升余弦滤波器，再加入高斯白噪声，然后通过匹配滤波器（平方根升余弦滤波器）。最后经过采样，判决，得到0、1信号，同原信号进行比较，给出16QAM数字系统的误码。 图14、M-QAM设计步骤4.1随机信号的生成利用Matlab中自带的函数randsrc来产生0、1等概分布的随机信号。源代码如下所示：global NN=300;global pp=0.5;source=randsrc(1,N,1,0;p,1-p);4.2星座图映射将等概分布的0、1信号映射到16QAM星座图上。每四个bit构成一个码子，具体实现的方法是，将输入的信号进行串并转换分成两路，分别叫做I路和Q路。再把每一路的信号分别按照两位格雷码的规则进行映射，这样实际上最终得到了四位格雷码。为了清楚说明，参看表1表1两位格雷码的映射规律两位0、1码映射后（按格雷码）0 0-30 1-11 111 03源代码如下所示：function y1,y2=Qam_modulation(x)%QAM_modulation%对产生的二进制序列进行QAM调制%=首先进行串并转换，将原二进制序列转换成两路信号N=length(x);a=1:2:N;y1=x(a);y2=x(a+1); %=分别对两路信号进行QPSK调制 %=对两路信号分别进行24电平变换a=1:2:N/2;temp1=y1(a);temp2=y1(a+1);y11=temp1*2+temp2;temp1=y2(a);temp2=y2(a+1);y22=temp1*2+temp2; %=对两路信号分别进行相位调制a=1:N/4;y1=(y11*2-1-4)*1.*cos(2*pi*a);y2=(y22*2-1-4)*1.*cos(2*pi*a);%=按照格雷码的规则进行映射y1(find(y11=0)=-3;y1(find(y11=1)=-1;y1(find(y11=3)=1;y1(find(y11=2)=3;y2(find(y22=0)=-3;y2(find(y22=1)=-1;y2(find(y22=3)=1;y2(find(y22=2)=3;4.3插值为了能够模拟高斯白噪声的宽频谱特性，以及为了能够显示波形生成器（平方根升余弦滤波器）的效果，所以在原始信号中间添加一些0点。具体实现是分别在信号的I路和Q路中，任意相邻的两个码字之间添加7个0。源代码如下所示：function y=insert_value(x,ratio)%=x是待插值的序列，ratio是插值的比例。%两路信号进行插值首先产生一个长度等于ratio倍原信号长度的零向量y=zeros(1,ratio*length(x);再把原信号放在对应的位置a=1:ratio:length(y);y(a)=x;4.4波形成形（平方根升余弦滤波器）为了避免相邻传输信号之间的串扰，多元符号需要有合适的信号波形。图1中的方波是在本地数字信号处理时常见的波形，但在实际传输时这种方波并不合适。根据奈奎斯特第一准则，在实际通信系统中一般均使接收波形为升余弦滚降信号。这一过程由发送端的基带成形滤波器和接收端的匹配滤波器两个环节共同实现，因此每个环节均为平方根升余弦滚降滤波，两个环节合成就实现了一个升余弦滚降滤波。实现平方根升余弦滚降信号的过程称为“波形成形”，通过采用合适的滤波器对多元码流进行滤波实现，由于生成的是基带信号，因此这一过程又称“基带成形滤波”。4.5平方根升余弦滤波器的冲激响应基带平方根升余弦滤波器具有以下定义的理论函数 其中：是奈奎斯特平率，是滚降系数。下面给出平方根升余弦滤波器的冲激响应曲线，如图2所示。图2平方根升余弦滤波器的冲激响应曲线从上图上不难看出来，平方根升余弦滤波器的冲激响应很显然的引入了符号间干扰（ISI）即它的冲激响应在相邻的抽样点上的值并不象升余弦滤波器那样恒为0。然而造成这一后果的原因在于，当我们引入平方根升余弦滤波器的时候，就是认为整个信道，也就是说，包括信号发送端的滤波器和信号接收端的滤波器，总体的效果是避免了符号间干扰（ISI），所以，单独看这每一个滤波器，勿庸置疑，它们都是存在着符号间干扰（ISI）的。4.6经过平方根升余弦滤波器后源代码如下:%x1、x2是两路输入信号，fd是信号信息位的频率，fs是信号的采样频率function y1,y2=rise_cos(x1,x2,fd,fs)%生成平方根升余弦滤波器yf, tf=rcosine(fd,fs, fir/sqrt);%对两路信号进行滤波y1, to1=rcosflt(x1, fd,fs,filter/Fs, yf);y2, to2=rcosflt(x2, fd,fs,filter/Fs, yf);4.7 10倍载波调制将通过成形滤波器后的信号调制到10倍于原频率的载波上。由于在仿真的过程中，只能用离散的点来模拟连续信号，因而为了能够显示出一个正弦曲线，至少需要在一个正弦周期内采样到4个以上的点，这里，我们在一个周期内采10个点。假设最初的0、1信号的频率是1Hz，那么I路和Q路符号传输的频率是1/4Hz，而10倍频是建立在I路或Q路符号频率的基础上，也就是说，载频的频率是2.5Hz。按照前面的假设，那么相邻两个采样点之间的时间间隔是0.04s。而一个完整周期内的正弦波形的幅值是相同的，都是对应的这个周期内的I路和Q路线性叠加，调制后的信号为， 其中，为载波频率。源代码如下:%载波调制%x1,x2代表两路输入信号，f是输入信号的频率，hf是载波的频率function t,y=modulate_to_high(x1,x2,f,hf)%产生两个中间变量，用来存储插值后的输入信号yo1=zeros(1,length(x1)*hf/f*10);yo2=zeros(1,length(x2)*hf/f*10);n=1:length(yo1);%对输入信号分别进行插值，相邻的两个点之间加入9个点，且这9个点的值同第0个点的值相同yo1(n)=x1(floor(n-1)/(hf/f*10)+1);yo2(n)=x1(floor(n-1)/(hf/f*10)+1);%生成输出输出信号的时间向量t=(1:length(yo1)/hf*f/10;%生成载波调制信号y=yo1.*cos(2*pi*hf*t)-yo2.*sin(2*pi*hf*t);4.8 加入高斯白噪声将通过成形滤波器后的信号送到具有高斯白噪声特征的加性信道中，相当于在原信号上加入高斯白噪声。由于高斯白噪声加在了通过插值和滤波后的点上，因此在计算信噪比的时候存在一个信噪比换算的问题。当我们把仿真得到的误码率曲线同理论的误码率曲线相比较的时候，两者的信噪比的定义必须是一致的。一致包括两个方面，一是二者均为每bit符号上的信号功率和噪声功率的比值，另一个是信号的功率是指那些信息点上的平均功率，噪声也是指信息点上所对应的噪声的平均功率，但由于噪声的功率谱密度是一个定值，所以噪声的平均功率实际上就是噪声的功率谱密度。对于第二点，由于所有信号的平均功率和信息点上的信号的平均功率不同，所以需要在加入高斯噪声的时候进行纠正，具体的公式推导如下。设是最后理论计算中的信噪比，是加入高斯白噪声后的整体信号（包括插值后的点）的信噪比,是每bit信息点的平均能量，是每bit信号的平均能量，是噪声的平均功率，现在需要推导出与的关系。 ; 即两个信噪比的比值就是平均能量的比值。源程序如下:%对输入的两路信号加高斯白噪声，返回处理后的两路信号，信息点等效bit信噪比为snr的值function y1,y2=generate_noise(x1,x2,snr)%snr1代表snr对应的符号信噪比snr1=snr+10*log10(4); %算出所有信号的平均功率ss=var(x1+i*x2,1); %加入高斯白噪声y=awgn(x1+j*x2,snr1+10*log10(ss/10),measured);y1=real(y);y2=imag(y);给出加入高斯白噪声的两路信号波形。4.9匹配滤波器在数字传输系统中，滤波器是不可缺少的。滤波器的一个作用是使基带信号频谱成形，例如为了满足奈奎斯特第一准则，基带信号频谱通常采用升余弦滚降形状，这一点在波形成形部分已经有了较详细的介绍。而滤波器的另一个重要作用是在接收端限制白噪声，将信号频带外的噪声滤掉，减少它对信号正确判决的影响。为了能够使滤波器输出信噪比在信息抽样时刻的信噪比最大，所以引入了匹配滤波器。假设匹配滤波器的频率传递函数为，时域冲激响应为。滤波器输入为发送信号与噪声的叠加，即 这里，为信号，它的频谱函数为。为白色高斯噪声，其双边功率谱密度为。滤波器的输出为其中信号部分为在时刻输出的信号抽样值为滤波器输出噪声的功率谱密度为平均功率为因此，时刻的输出信噪比为匹配滤波器的传递函数使达到最大。在这里利用Schwartz不等式求解，最后得到传递函数的表达式为即传递函数与信号频谱的复共轭成正比。传递函数的时域响应为匹配滤波器的最大输出信噪比为其中，为观察间隔内的信号能量。具体到这个通信系统中，由于信号的时域响应为其中是平方根升余弦滤波器的冲激响应。结合上式可以得到匹配滤波器实质上是一个具有与发射端的基带成形滤波器相同的滚降系数的平方根升余弦滤波器。接收端的“匹配滤波”是针对发射端的成形滤波而言，与成形滤波相匹配实现了数字通信系统的最佳接收。它与基带成形滤波器共同构成了一个奈奎斯特滤波器。源代码同平方根升余弦滤波器的源代码相同。4.10采样由于从匹配滤波器出来的信号的点数8倍于原来信息的点数，为了恢复出原信号，所以需要对该信号进行采样。从匹配滤波器出来时，首先要剔除卷积过程中冗余的点，接着抽取现在信号中的第1个，第9个，第8k1个点，源代码如下：function y1,y2=pick_sig(x1,x2,ratio)y1=x1(ratio*3*2+1:ratio:length(x1);y2=x2(ratio*3*2+1:ratio:length(x1);4.11判决解调经过前边的匹配滤波器解调或者称为相关解调产生了一组向量，在这里就是一个一维的向量，根据最大后验概率（MAP）准则（由于各个信号的先验概率相等，所以页可以认为是最大似然准则），得到了最小距离检测。具体在本仿真系统中，判断为各个信号的门限如表2所示。判决后得到的数据再按照格雷码的规则还原成0、1信号，最终将两路0、1信号合成一路0、1信号，用来同最初的信号一起决定误码率。表2判决电平对应表判决前的信号的幅度对应的判决后的幅度3113源代码如下：function y=demodulate_sig(x1,x2)%对x1路信号进行判决xx1(find(x1=2)=3;xx1(find(x1=0)=1;xx1(find(x1=-2)&(x10)=-1;xx1(find(x1=2)=3;xx2(find(x2=0)=1;xx2(find(x2=-2)&(x20)=-1;xx2(find(x2-2)=-3;%将x1路信号按格雷码规则还原成0、1信号temp1=zeros(1,length(xx1)*2);temp1(find(xx1=-1)*2)=1;temp1(find(xx1=1)*2-1)=1;temp1(find(xx1=1)*2)=1;temp1(find(xx1=3)*2-1)=1;%将x2路信号按格雷码规则还原成0、1信号temp2=zeros(1,length(xx2)*2);temp2(find(xx2=-1)*2)=1;temp2(find(xx2=1)*2-1)=1;temp2(find(xx2=1)*2)=1;temp2(find(xx2=3)*2-1)=1;%将两路0、1信号合成一路y=zeros(1,length(temp1)*2);y(1:2:length(y)=temp1;y(2:2:length(y)=temp2;4.12误码率曲线对于16QAM信号星座图等效为在两个正交载波上的两个PAM信号，其中每一个具有4个信号点。因为在解调器中可以将相位正交的两个信号分量完全分开，所以QAM的错误概率可以由PAM的错误概率求得。16QAM系统的正确判决概率是式中，是4元PAM的错误概率，在等效QAM系统的每一个正交信号中，4元PAM具有一半的平均功率，通过适当的修改4元PAM的错误概率，可以得到其中是平均符号SNR。因此，16QAM的错误概率是具体的源代码如下：M = 16; k = log2(M); n = 3e4;x = randint(n,1);xsym = bi2de(reshape(x,k,length(x)/k).,left-msb);y = qammod(xsym,M); ytx = y;EbNo =-5:0.5:10; for i=1:length(EbNo)snr =(i-1)*0.5-5 + 10*log10(k);ynoisy = awgn(ytx,snr,measured);yrx = ynoisy;zsym = qamdemod(yrx,M);z = de2bi(zsym,left-msb);z = reshape(z.,prod(size(z),1);number(i),Pe(i) = biterr(x,z);endtheoryBer = (1/k)*3/2*erfc(sqrt(k*0.1*(10.(EbNo/10);semilogy(EbNo,Pe,bs-,LineWidth,2);hold on;semilogy(EbNo,theoryBer,ms-,LineWidth,2);legend(theory, simulation);xlabel(Eb/No, dB)ylabel(Bit Error Rate)title(Bit error probability curve for 16-QAM modulation)5、M-QAM设计结果及分析图30、1等概分布的随机信号波形图图416QAM星座图从上边的星座图上可以清楚的看到，任意相邻的两个点之间它们对应的4个bit中只有一个有差别，也就是格雷码的特点。而采用格雷码主要目的是当信噪比较大时，也就是系统的误码率比较低的情况下，当出现一个符号错误的情况下，往往只是这个符号中的一个bit位出现了误码，因此这个情况下误码率和误bit率是4：1，这一特性在后边的误码率计算的过程中会有应用。图5经过插值后的两路信号波形图I路和Q路信号经过平方根升余弦滤波器后，成形后的波形如图6所示图6通过平方根升余弦滤波器后的两路信号图7 载波调制信号展开图图8加入高斯白噪声的两路信号波形图9经过匹配滤波器后的波形将采样的数据映射到星座图上图10 星座图图11 解调出来的序列从图11中可以看出解调出来的信号与输入信号图3基本一致。图12 误码率曲线图图12较为接近地反映了误码率与Eb/No的关系。6、OFDM基本原理一个完整的OFDM系统原理如图1所示。OFDM的基本思想是将串行数据，并行地调制在多个正交的子载波上，这样可以降低每个子载波的码元速率，增大码元的符号周期，提高系统的抗衰落和干扰能力，同时由于每个子载波的正交性，大大提高了频谱的利用率，所以非常适合移动场合中的高速传输。图1 OFDM系统原理框图在发送端，输入的高比特流通过调制映射产生调制信号，经过串并转换变成N条并行的低速子数据流，每N个并行数据构成一个OFDM符号。插入导频信号后经快速傅里叶反变换(IFFT)对每个OFDM符号的N个数据进行调制，变成时域信号为： （1）式中：m为频域上的离散点；n为时域上的离散点；N为载波数目。为了在接收端有效抑制码间干扰(InterSymbol Interference，ISI)，通常要在每一时域OFDM符号前加上保护间隔(Guard Interval，GI)。加保护间隔后的信号可表示为式(2)，最后信号经并串变换及DA转换，由发送天线发送出去。接收端将接收的信号进行处理，完成定时同步和载波同步。经AD转换，串并转换后的信号可表示为：yGI(n)=xGI(n)*h(n)+z(n)+w(n) (3)然后，在除去CP后进行FFT解调，同时进行信道估计(依据插入的导频信号)，接着将信道估计值和FFT解调值一同送入检测器进行相干检测，检测出每个子载波上的信息符号，最后通过反映射及信道译码恢复出原始比特流。除去循环前缀(CP)经FFT变换后的信号可表示为：（4）式中：H(m)为信道h(n)的傅里叶转换；Z(m)为符号间干扰和载波间干扰z(n)的傅里叶变换；W(m)是加性高斯白噪声w(n)的傅里叶变换。7、OFDM系统实现模型利用离散反傅里叶变换(IDFT)或快速反傅里叶变换(IFFT)实现的OFDM系统，如图2所示。图2 OFDM系统实现模型从OFDM系统的实现模型可以看出，输入已经过调制的复信号经过串并变换后，进行IDFT或IFFT和并串变换，然后插入保护间隔，再经过数模变换后形成OFDM调制后的信号s(t)。该信号经过信道后，接收到的信号r(t)经过模数变换，去掉保护间隔，以恢复子载波之间的正交性，再经过串并变换和DFT或FFT后，恢复出OFDM的调制信号，再经过并串变换后还原出输入符号。7.1保护间隔和循环前缀7.1.1保护间隔(GI)无线多径信道会使通过它的信号出现多径时延，这种多径时延如果扩展到下一个符号，就会造成符号问串扰，严重影响数字信号的传输质量。采用OFDM技术的最主要原因之一是它可以有效地对抗多径时延扩展。通过把输入的数据流经过串并变换分配到N个并行的子信道上，使得每个用于去调制子载波的数据符号周期可以扩大为原始数据符号周期的N倍，因此时延扩展与符号周期的比值也同样可降低为1N。在OFDM系统中，为了最大限度地消除符号间干扰，可以在每个OFDM符号之间插入保护间隔，而且该保护间隔的长度Tg一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样一个符号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。当多径时延小于保护间隔时，可以保证在FFT的运算时间长度内，不会发生信号相位的跳变。因此，OFDM接收机所看到的仅仅是存在某些相位偏移的、多个单纯连续正弦波形的叠加信号，而且这种叠加也不会破坏子载波之间的正交性。然而，如果多径时延超过了保护间隔，则在FFT运算时间长度内可能会出现信号相位的跳变，因此在第一路径信号与第二路径信号的叠加信号内就不再只包括单纯连续正弦波形信号，从而导致子载波之间的正交性有可能遭到破坏，就会产生信道间干扰(ICI)，使得各载波之间产生干扰。7.1.2循环前缀(CP)为了消除由于多径传播造成的信道间干扰ICI，一种有效方法是将原来宽度为T的OFDM符号进行周期扩展，用扩展信号来填充保护间隔。将保护间隔内(持续时间用Tg表示)的信号称为循环前缀(CyclicPrefix，CP)。在实际系统中，当OFDM符号送入信道之前，首先要加入循环前缀，然后进入信道进行传送。在接收端，首先将接收符号开始的宽度为Tg的部分丢弃，然后将剩余的宽度为T的部分进行傅里叶变换，再进行解调。在OFDM符号内加入循环前缀可以保证在一个FFT周期内，OFDM符号的时延副本内所包含的波形周期个数也是整数，这样，时延小于保护间隔Tg的时延信号就不会在解调过程中产生信道间干扰ICI。7.1.3 OFDM基本参数的选择种OFDM参数的选择就是需要在多项要求冲突中进行折衷考虑。通常来讲(如前所述)，首先要确定三个参数：带宽、比特率以及保护间隔。按照惯例，保护间隔的时间长度应该为应用移动环境信道下时延均方根值的24倍。一旦确定了保护间隔，则OFDM符号周期长度就可以确定。为了最大限度地减少由于插入保护间隔所带来的信噪比损失，希望OFDM符号周期长度要远远大于保护间隔长度。但是符号周期长度又不可能任意大，否则OFDM系统中包括更多的子载波数，从而导致子载波间隔相应减少，系统实现的复杂度增加，而且还加大了系统的峰值平均功率比，同时使系统对频率偏差更加敏感。因此在实际应用中，一般选择符号周期是保护间隔长度的5倍，这样由于插入保护比特所造成的信噪比损耗只有1 dB左右。在确定了符号周期和保护间隔之后，子载波的数量可以直接利用-3 dB带宽除以子载波间隔(即去掉保护间隔后的符号周期的倒数)得到或者可以利用所要求的比特速率除以每个子信道的比特速率来确定子载波的数量。每个信道中所传输的比特速率可以由调制类型、编码速率和符号速率来确定。7.1.4有用符号持续时间有用符号持续时间T对子载波之间间隔和译码的等待周期都有影响，为了保持数据的吞吐量，子载波数目和FFT的长度要有相对较大的数量，这样就导致了有用符号持续时间的增大。在实际应用中，载波的偏移和相位的稳定性会影响两个载波之间间隔的大小，如果为移动着的接收机，则载波间隔必须足够大，这样才能忽略多普勒频移。总之，选择有用符号的持续时间，必须以保证信道的稳定为前提。7.1.5子载波数子载波数目越多，有用信号越平坦，带外衰减也快，越接近矩形，越符合通信要求，但子载波数目不能过多，越接近矩形的结果对接收端的滤波器要求越高(只有理想滤波器才能过滤，否则就造成交调干扰)。因此在子载波数目的 选择上要综合考虑传递信息的有效性和可行性。子载波数可以由信道带宽、数据吞吐量和有用符号持续时间T所决定：N=1/T子载波数可以被设置为有用符号持续时间的倒数，其数值与FFT处理过的数据点相对应。7.1.6调制模式可以通过改变发射的射频信号幅度、相位和频率来调制信号。对于OFDM系统来说，只能采用前两种调制方法，而不能采用频率调制的方法，这是因为子载波是频率正交，而且携带独立的信息，调制子载波频率会破坏这些子载波的正交特性，这是频率调制不能在OFDM系统中采用的原因。短波通信中可以采用MPSK，MQAM的调制方式。正交幅度调制要改变载波的幅度和相位，他是ASK和PAK的结合。矩形QAM信号星座具有容易产生的独特优点。此外，它们也相对容易解调。矩形QAM包括4QAM，16QAM以及64QAM等，因此每个星座点分别所对应的比特数量为2，4，6。采用这种调制方法的步长必须为2，而利用MPSK调制可传输任意比特数量如1，2，3，分别对应2PSK，4PSK以及8PSK，并且MPSK调制的另一个好处就是该调制方案是等能量调制，不会由于星座点的能量不等而为OFDM系统带来PAPR较大的问题。8、系统仿真结