中功率适配器的优选控制器NCP1603.doc

中功率适配器的优选控制器NCP1603 NCP1603是一款功率因数校正（PFC）和脉冲宽度调制（PWM）的合成控制器，它可提供极低的待机功耗，适合于中功率的适配器应用，主要关键特点如下： PFC的特点.l 采用断续导通加临界导通（DCM和CRM）两种模式达到接近1的 PF值。l 电压型控制。l 低的待机功耗。l DCM时可调整振荡器频率。l 外同步能力。l 输出过压保护（通常为107%的正常值）。l 欠压锁定关断。l 可调的过流保护。l 95/140窗口阈值的过热保护。l IC的Vcc欠压锁定（9V/10.5V）.PWM的特点：l 集成化的高压无损起动电流源。l 100KHz PWM电流型工作，待机时有跨越周期的工作能力。l 待机时可禁止给PFC供电，以实现极低的待机功耗。l 故障保护设置延迟时段，且由一个独立变压器绕组执行。l 初级过流保护及过压保护锁死。l 内部2.5ms的软起动。l +/-6.4%的频率抖动，以改善EMI。l 具有窗口阈值的过热保护（140/165）.l 欠压锁定（5.6/7.7/12.6V）。主要应用为笔记本电脑及监视器电源。 主要应用电路给出如图1（PFC/PWM不同步模式）。对于（PFC/DWM同步模式）其内部等效电路如图2。 图1 采用NCP1603设计的非同步工作模式AC/DC适配器电路 IC的各PIN脚功能描述如下： 1PIN Vaux辅助源，此端接到Vcc1，以便从Vcc2给出PFC的Vcc。 Vaux在下面条件下被禁止：1. Vaux内部关闭。2. 故障状态，VFB2 3.0V超出125mv即关断。3. 待机状态，VFB2 0.75V或VFB2 1.25V长达125ms。4. 过压保护锁死时。5. 过热保护状态。6. Vcc27.7V电压不足时。 当VFB2在正常值之内，（0.75V VFB2 3.0V）晶体管开启，供电 Vaux。 2PIN FB2 PWM部分反馈端，外部光耦光电三极管集电极可将此端电压控住以调节输出电压，调节窗口为VFB2 = 0.75V3.0V。当VFB2 3.0V）时被禁止。2. 故障条件（VFB2 3.0V超过125ms ）.3. 待机状态。4. 工作电压不够（Vcc2VOVP(3V)。6. 过热保护时，结温超过150，芯片停止工作。 UVLO起始阈值为Vcc1(on)的10.5V，最高允许到18V，另一方面，VAUX在Vcc2超过7.7V时开始工作，因此两个可能的工作区域如图7所示。在非可用区域VAUX无法令PFC部分开启，因此，反激变换器变压器的辅助绕组必须给出的电压在10.5V18V之间。 PWM部分的调整率 图8 NCP1603的PWM控制部分 NCP1603的PWM部分，即是NCP1230。系电流型固定频率的PWM反激式控制器，且有内部斜波补偿，简单方框图如图8，100KHz振荡器已加入了抖动特色，此时钟调节OUT2令其输出驱动脉冲，电流环反馈信号与电压环反馈信号相与，从而调制其脉宽。最大占空比限制在80%以内。 电流环反馈电路有典型为200ns的前沿消隐，以防止由于噪声造成输出复位，检测电阻Rs2及Rcs2检测漏电流ID，有02.3V的抖动斜波加入斜波补偿，以改善电流型在连续模式的工作状态。 VFB2在内部分压除以3，软起动处理电路减缓了起始的电压环反馈约2.5ms，2.5ms后软起动结束。峰值漏电流的斜波向上升约2.5ms，2.5ms为PWM芯片电路复位用，此时Vcc2达到12.6V，这个软起动特色减小了功率器件起动时的瞬态电压及电流应力。 过剩电压会导致较多的光耦电流，它将VFB2电压拉下，出现过低的占空比，使输出电压减少，不够的电压又会减少光耦电流，若电流太小，VFB2甚至拉到3.0V，内部箝制为VFB2/3 = 1V 。如果不去管斜波，则最大可能的漏电流是： 注意，电阻Rs2将影响斜波比较的百分数，这会影响调制，因此，大的Rcs2会减小最大占空比。 频率抖动是用于缓冲EMI信号的，它将主开关元件的能量延展开来，PWM部分提供典型的+/-6.4%的抖动，锯齿波调制此100KHz时钟，以上下5ms周期性变化，图9示出其变化。 图10 故障时序及其波形 故障条件 图10说明了故障检测电路及其时序。当发生故障时，输出电压崩溃，光耦开路，VFB2内部拉到3V以上。然后控制器在VFB2/3大于软起动电压Vss约1V时，在2.5ms之后重新起动。 当电路开始供电，输出电压尚未建立，FB2端处于开路，因此这是一个125ms时段，容许电路建立初始电压，然后故障条件在误差标识（VFB2 =3V）开始识别出来，要晚大约125ms，当故障检测出，OUT2变为低电平，电源停止传输功率给输出。另一方面VAUX也变低，在错误标识消失后又立即重新储能。 这种故障检测方法提供了先进的辅助绕组的信息，当反激式变压器耦合不好时，此电压不能真实地存在。 图11给出Vcc2和第二级漏电流Id在故障条件下的时序图。Vcc因输出电压崩溃而下降，当Vcc降到Vcc off(7.7V)以下时，输出驱动被禁止，Vcc电压继续下降，当偏置电压Vcc降到Vcc tatch(5.6V)时，起动电流源又被激活，开始给Vcc电容充电，直到Vcc电压又升到Vcc(on)（12.6V）于是内部2.5ms的软起动被激活。峰值漏电流跟随2.5ms的包络，由于开关信号OUT2和故障清除后恢复工作时的等待，电源会消耗一部分能量。 图11 故障时序 图12待机检测的时序 如图11所示，NCP1603有一个故障时加倍打呃的特点，其允许漏电电流在每两个Vcc打呃周期出现一次，此加倍打呃可进一步减小故障时的功耗。 如果故障被清除（VFB23V）Vcc保持在Vcc2（7.7V）以上，电路将恢复其工作，除非Vcc仍旧在12.6V7.7V5.6V12.6V之间打呃，直到故障被清除或Bulk电压被拿掉。 待机条件 输出电压在待机时过度上升会导致VFB2下降，设置点为最大VFB2（3V）的25%，将此定义为待机阈值。因此，待机阈值为Vstby = 0.75V。 图12说明了待机检测电路的工作及时序，当待机条件发生后，控制器等待典型的125ms后进入输出功率保持低水平状态。这时，VAUX在VFB2立即升到1.25V以上时重新复原，此因VFB2到了0.75V以上，PFC部分需要在电路重新从待机条件下复原。 图13及图14示出时序及方框图，漏电流的跨越周期行动在VFB2低于0.75V时再次出现，当VFB2大于0.75V时，占空比调制由PWM进行。 断续型及临界导通型的PFC NCP1603的PFC部分即是NCP1601，其设计成适于低功耗的DCM或CRM型PFC升压电路。并取两者的优点，DCM方式限制了最大开关频率，简化了前端EMI的滤波设计，CRM则限制了二极管MOSFET及电感的最大电流，降低了成本，改善了可靠性，此器件在DCM及CRM方式时都给出了好的PF值，而且极大地减少了外围元件数。 图13 待机条件的时序 图14 PWM部分的待机等效电路 PFC部分初始设计工作在固定频率的DCM，在多数应力条件下，CRM是另一种选择，它不会令功率因数值退化。另一方面，PFC部分可以看成一个具有频率箝制的CRM控制器，总结一下，PFC部分在保证PF值的情况下拥有CRM及DCM的优点，基于此升压及振荡频率的选择可采用下面几点考虑。1. DCM仅设置在高于CRM频率范围之处。2. CRM及DCM工作形式以频率设置点分界。3. CRM仅在DCM低频处工作。 DCM需要更大的电感电流，因此CRM通常在正弦的峰值处，这样电流应力小一些，而DCM在非峰值正弦处，防止开关频率上升，CRM的变频与DCM的定频特色组合。最高频在DCM区域，而最低频在正弦峰值处。 DCM PFC电路 DCM/CRM组合的PFC升压变换器，示于图15，输入电压为整流后的50Hz/60Hz正弦信号，MOSFET以100KHz振荡开关，电感 电流IL由高频成分及低频成分组成。 图15 DCM-CCM的PFC升压电路 图16 DCM时的电感电流波形 滤波电容C FILTER是一个极重要的低值电容，对应高频的DCM电感电流IL,该滤波电容不能太大，因为它会破坏功率因数，使整流后的正弦波畸变。 PFC的逻辑方法 PFC部分使用专利的PFC逻辑方法，设计成DCM及CRM方式工作，PFC的这种工作方式描述如下： 如图16所示，DCM方式中，每个开关周期的电感电流IL从零开始。而当t3 = 0时，DCM的特殊情况即CRM，此时PFC变换器中的MOSFET导通，电感电流IL在t1时段从零增加到Ipk，与电感L及输入电压Vin的关系如下： 输入滤波电容CFILTER及前端EMI滤波器吸收电感电流的高频成分。它使输入电流Iin成为低频信号。 输入阻抗 功率因数在此状态被校正，Zin此时基本恒定或有很慢的变化。 MOSFET导通时间t1的占空比调制由反馈信号Vton及斜波进行。PFC调制电路及时段图示于图17，关系式为： 图17 PFC调制电路及波形 图18 Vcontrol 处理电路 充电电流Ich为100A恒流，斜波电容设计中恒定，因此，根据（8）式，MOSFET导通时间t1正比于Vton。 为检测PFC的调制比较器，Vton的最大值受限制，箝在3.9V，斜波端子12PIN也用9V齐纳箝住，此Vton的 3.9V直接限定了导通时间。 Vcontrol处理电路产生电压Vton，其由控制电压及零电感电流给出。图18的电路给出（9）（10）两式，电阻R1的值远高于R2的值。 注意：Vton总是大于或等于Vcomtrol，总结一下，输入阻抗Iin可从（3）（10）两式求出。 控制电压Vcontrol来自PFC升压电路的输出电压，它是个缓慢变化的信号。Vcontrol的带宽由接入的一个外部电容Ccontrol来限制，其接于10PIN，如图19。内部300K电阻及电容Ccontrol建起一个低通滤波器，其带宽由（12）式表示，通常限制在20Hz以下，以更好地实现功率因数校正。Ccontrol的典型值为0.1f。 图19 Vcontrol 电路的低通滤波器 如果Vcomtrol带宽比50Hz或60Hz更低，输入阻抗Zin会缓慢变化或不再恒定，这样功率因数才在DCM及CRM两种模式下都能实现。 PFC部分输出的最大功率 输入输出功率由（13）（14）式给出，电路的效率由假设给出，Vac为均方根值的输入电压： 从（13）（14）式控制电压Vcomtrol控制输入输出功率的总量，控制电压的最大值Vcomtrol为1.05V，此参数称作最大功率电阻Rpower(10.5K)，由(15)式定义的可变量为+/-10%，给出可用的最大功率。 这意味着最大输入功率及输出功率也限制在 +/-10%以内。 最大输入电流Iac(max)出现在给出最大输入功率Pin(max)时，其由（18）式给出，标准的均方根值(RMS)为： PFC部分的反馈 PFC电路的输出电压系由反馈电流IFB1检测，它流入NCP1603的FB1端子，FB1端电压一般小于5V，参见特性曲线。其比Vbulk低很多。因此： 此处，RFB1为反馈电阻，从Bulk电容接至FB1端，见图1。 反馈电流IFB1表示着V bulk并用于Bulk电压调整，稳压及欠压保护和过压保护。 PFC部分的输出电压调整率 PFC级反馈电流IFB1代表着PFC级的输出电压，其调整率由基准电流（203A）决定，如图20所示，当IFB1低于96%的Iref时，Vreg即为Vcontrol高时的调整输出，它由Vton最大电压值给出，此时MOSFET导通时间增加，Vbulk也增加，当IFB1高于Iref时，Vreg变为0，此时，MOSFET不通，Vbulk降低。结果Vbulk被稳定在正常值的96%100%。 图20 调整率方框 图21 PFC的电流检测 基于（13）（14）两式，给出的实际功率水平，Vcontrol反比于Vac的平方。因此，高的Vac条件下，Vcontrol低，意味着I FB1或输出电压高，见图20，换句话说，Vcontrol 在低Vac时要高于高Vac时，为了不超出应用电路的设计，Vcontrol在低线Vac时通常非常接近Vcontrol（max），这使输出电压几乎为正常值的96%。 反馈电阻RFB1由两个或三个高精度电阻串联组成，以设置正常的Vbulk，此出于安全目的。 Vreg方框输出的调整率，接到控制电压上，通过一个内部电阻Rcontrol完成，给出一个低通滤波器，见图19。Vcontrol及零电流的时间信息由Vcontrol处理电路给出，然后与斜波信号比较，产生令MOSFET导通的时间。 PFC部分的电流检测 PFC部分检测电感电流IL采用图21示出的方法。其优点是：（1）冲击电流由电阻Rcs1限制。（2）过流保护及零电流检测都由它执行。 电感电流IL流经Rcs1建立一个负电压，此电压由一电流Is流出CS1进行测量，CS1端有一偏置电压Vs，此偏置电压用于检测零电感电流及最大电感电流，Vs的典型值与IS电流的关系如特性曲线所示，基于图21给出： PFC部分的零电流检测 当CS1端检测出的Is电流小于Is (ZCD)(14A)时，器件即识别出零电感电流，CS1端在此条件下的偏移电压是Vs(ZCD)（7.5mv）电感 电流IL(ZCD)在ZCD条件下由（21）式表示： 它即是先前讲述的IL(ZCD)永远不会是0，为使它接近于0，要仔细地设置Rs1和Rcs1. 基于CS端的特性，图22作了研究，当电感电流实际为0时，理想的ZCD点，在图22中为达到Rs1(ZCD)处，考虑偏差，实际检测电阻Rs1需要的比理想值要大一些，这样在检测电流小于ZCD阈值时才确认为实际发生的零电流信号。即： 图22 I L=0时的CS端的特性 图23 不同电感电流时的CS端的特性 更大些的Rs1可使图22中的工作点与理想点之间的距离更大些，为此，Rs1要用尽可能小的值，推荐Rs1取1K。 现在，Rs1设置的实际值比Rs ZCD要大一些，从（20）式与（23）式中给出了不同的电感 电流IL。（20）式变为： 此工作线在图22中变为后面的图23，当电感 电流IL比IL(ZCD)更小时，检测电流Is ZCD要小，这样零电流信号产生了。在图23以及（23）式中，当Rcs1 ，IL更小时，误差也更小。因此，电流检测电阻值Rcs1推荐尽量小，以减小零电流检测的误差。PFC部分的过流保护过流保护系Is大于Is(ocp)（200A）时开始保护。CS端的偏移电压为Vs(ocp)(3.2mV)，于是：当过流保护阈值达到时，器件的输出驱动变为低电平。PFC部分的振荡器同步PFC部分设计工作于DCM及CRM，为保持其工作在DCM及CRM，驱动输出不能仅随电路的电感电流来开启。为此，用零电流信号提供来同步振荡器，如图24。一个输入比较器监视OSC端的电压，并产生一个时钟信号，时钟信号的负变沿存在RS锁存器中，当零电流检测出来时，RS锁存，并开启MOSFET，图25说明了其典型时序。 图24 PFC部分的振荡器同步 图25 振荡器的时序波形PFC部分的振荡器模式在振荡器模式中，振荡器端子外接一电容Cosc，当此端电压达到Vsynch(5V)时。外电容Cosc放电，当电压达到Vsynch L时（3.5V）此端又源出电流给电容充电，在3.5V及5.0V阈值条件下测量Cosc 220nf时，这里有300ns的比例延迟。因此实际振荡器滞后比其要小一些。这是因内部有36pf的电容Cosc于OSC端处。这样在此端开路时振荡频率会达到405KHz。为此，振荡器开关频率由（25）式表示。同步方式选择在同步模式中，5PIN接收一个外部数字信号，高电平高于5V，低电平要低于3.5V，内部的9V ESD齐纳二极管接于OSC端，因此最大允许的同步电压为9V，电路识别同步频率采用两个下降沿的时间差的瞬间。此时同步信号刚跨过3.5V的阈值点，实际同步阈值点要比3.5V高一点。最小同步脉冲的脉宽是500ns。从同步阈值点到输出高电平有典型350ns的比例延迟，从同步阈值到跨过3.5V的瞬间还有300ns的比例延迟，同步模式的时序图由图26给出。为减小Bulk电容的纹波电流，PWM和PFC部分可以一起被外同步，如图27及图28所示。OUT2是外同步信号去同步PFC（图26）当OUT2为高电平时，电压可能高于OSC端（5PIN）最大允许电压，因此要用一个电阻分压器，从OUT2上减小电压后进入OSC端，再加一个电容去除噪音，结果如图28中的电流不必通过Bulk电容，使其纹波电流减小。 图26 DCM的同步模式 图27 同步电路的接法输出驱动PFC的输出级部分及PWM的输出级部分设计成直接驱动功率MOSFET，当然，推荐接一个限流电阻到外部功率MOS的栅极。PFC部分输出驱动能力为源出750mA，漏入500mA峰值电流，典型的上升，下降时间为53ns及32ns（在1nf电容负载情况）。PWM部分输出驱动能力为 +/-1.0A峰值电流，典型的上升下降时间为40ns和15ns（在1nf电容负载情况）。NCP1603的安全特色1. Bulk电压过压保护（OVP）当PFC反馈电流IFB1高于基准电流Iref的07%时，PFC驱动输出（7PIN）变低电平，以保护电路，同时Vcontrol处理电路的开关也保持关断，在输出电压降回107%时，电路自动地恢复工作。最大OVP阈值限制到225A，相应于443V，对应RFB1 = 1.95M，此时VFB1 =5V，为此，通常推荐用450V的电解电容，作Bulk电容。2 Bulk电压的欠压保护（UVP）当PFC反馈电流IFB1小于基准电流Iref的8%时，PFC部分关断，且仅消耗50A电流，输出电压Vbulk总是高于输入电压Vin，IFB1也总是高于Iref的8%，UVP发生在Bulk电压Vbulk异常欠压状态，即FB1端（9PIN）开路或FB1端人为拉低时。3 PFC级过流保护（OCP）当PFC检测电流Is1高于典型的200A时，PFC驱动输出也变低。它表示PFC级电感电流IL超出了用户的设计值。当电感电流V低于此设计值时，工作会自动恢复。4 PWM级的短路保护当VFB2级高于3.0V超过125ms，即检测出故障，PFC级将被禁止，Vcc2将处在加倍打呃状态如图53。如果Vcc2回到7.7V以上，VFB2低于3.0V时工作将自动恢复，这种故障保护方式由时段发生器执行。只取决于变压器辅助绕组糟糕的耦合状态。5 锁住Vcc的过压保护CS2的正常工作范围是0VIlimit(1V)之间，当此端电压超过1V，OUT2(13PIN)变为低电平，当电压升到3.0V以上OUT2也变低且被锁住，直到电路用从主电源拉下使Vcc2降到Vcc(reset)(4V)时。这个特点还提供给设计师一个设计柔性，去做外部的拉高锁住保护，或关断电路。为防止错误的触发锁住保护功能，通常推荐放一个100PF去耦瓷电容给CS2端子，以防高频噪声的意外干扰。为设置Vcc的过压保护，电路如图28所示。一个PNP双极晶体管放于齐纳二极管ZOVP阳极，当OUT2高过，为停止正常工作的电流检测接口，这是因为齐纳二极管容易拉高CS2端电压到1.0V，并与正