射频小信号放大器电路.ppt

第2章射频小信号放大器电路 2 1射频小信号放大器的特点和主要技术指标2 1 1射频小信号放大器的特点2 1 2射频小信号放大器的主要技术指标2 2射频小信号调谐放大器电路2 2 1LC调谐回路2 2 2单级单调谐放大电路2 2 3调谐放大器的级联2 2 4调谐频率相同的多级调谐放大器2 2 5参差调谐放大器 2 3宽频带放大器2 3 1宽频带放大器的特点2 3 2宽频带放大器电路2 4集中选频放大器2 4 1集中选频放大器的特点2 4 2集中滤波器元件2 5射频小信号放大器电路实例2 5 1DC 3 5GHz宽带放大器电路2 5 2DC 6GHz宽带放大器电路2 5 32 2GHzRF IF差分放大器电路2 5 4GPS接收机LNA电路思考题与习题 2 1 1射频小信号放大器的特点 在无线通信系统中 到达接收机的射频信号电平多在微伏数量级 因此 需要将微弱的射频信号进行放大 射频小信号放大器电路是无线通信接收机的重要组成部分 在多数情况下 信号不是单一频率的 而是占有一定频谱宽度的频带信号 另外 在同一信道中 可能同时存在许多偏离有用信号频率的各种干扰信号 因此射频小信号放大电路除有放大功能外 还必须具有选频功能 射频小信号放大器电路分为窄频带放大电路和宽频带放大电路两大类 窄频带放大电路可对中心频率在几百千赫兹到几百兆赫兹 甚至几吉赫兹 频带宽度在几千赫兹到几十兆赫兹内的微弱信号进行不失真的放大 故不仅需要一定的电压增益 而且需要选频能力 窄频带放大电路由双极型晶体管 场效应管或射频集成电路等有源器件提供电压增益 由LC谐振回路 陶瓷滤波器 石英晶体滤波器或声表面波滤波器等器件实现选频功能 宽频带放大电路对几兆赫兹至几百兆赫兹 甚至几吉赫兹 的较宽频带内的微弱信号进行不失真的放大 故要求放大电路具有很低的下限截止频率 有些要求到零频即直流 和很高的上限截止频率 宽频带放大电路也是由晶体管 场效应管或集成电路提供电压增益 为了展宽工作频带 不但要求有源器件具有好的高频特性 而且在电路结构上也会采取一些改进措施 例如采用共射共基组合电路和负反馈 射频小信号选频放大器的方框图如图2 1所示 由有源放大器件和无源选频网络组成 有源放大器件可以是晶体管 场效应管或射频集成电路 无源选频网络可以是LC谐振回路 或者是声表面波滤波器 陶瓷滤波器 晶体滤波器 不同的组合方法 构成了各种各样的电路形式 按谐振回路区分 有源放大器件有单调谐放大器 双调谐放大器和参差调谐放大器 按晶体管连接方法区分 有源放大器件有共基极 共集电极 共发射极单调谐放大器等 图2 1射频小信号选频放大器的方框图 2 1 2射频小信号放大器的主要技术指标 对于射频小信号放大器 要求具有低的噪声系数 足够的线性范围 合适的增益 输入 输出阻抗的匹配 输入 输出之间良好的隔离 在移动通信设备中 还要求具有低的工作电源电压和低的功率消耗 特别要强调的是 所有这些指标都是互相联系的 甚至是矛盾的 在设计中如何采用折中的原则 兼顾各项指标 是很重要的 1 增益增益表示放大器对有用信号的放大能力 定义为放大器的输出信号与输入信号的比值 对于选频放大器电路 通常用在中心频率f0 或者 0 上的电压增益和功率增益这两种方法来表示 电压增益见 2 1 1 功率增益 2 1 2 式中 uo ui分别为放大器中心频率上输出 输入电压的有效值 Po Pi分别为放大器中心频率上的输出 输入功率 单位为dB 射频小信号放大器电路的增益要适中 过大会使下级混频器的输入太大 产生失真 太小则不利于抑制后面各级的噪声对系统的影响 射频小信号放大器电路的增益与器件的技术特性 工作状态和负载有关 需要选择合适的工作频率 电流偏置 输入 输出匹配网络 一般要求电路的增益是可控制的 通过改变放大器的工作点 改变放大器的负反馈量 改变放大器谐振回路的Q值等参数 可以控制电路的增益 通常采用自动增益控制电路实现 2 通频带通频带定义为放大器的增益下降3dB时的上限截止频率与下限截止频率之差 即放大器电路电压增益频率响应特性由最大值下降3dB时 所对应的频带宽度 通常以BW0 7表示 如图2 2所示 3 选择性选择性表示放大器对通频带以外的干扰信号的滤除能力 即指对通频带之外干扰信号的衰减抑制能力 选择性有两种描述方法 一是用矩形系数来说明邻近信道选择性的好坏 二是用抑制比 或称抗拒比 来说明对带外某一特定干扰频率fN信号的抑制能力的大小 矩形系数用K0 1来表示 定义为K0 1 BW0 1 BW0 7 2 1 3 式中 BW0 1是增益下降到最大值的0 1倍时的频带宽度 BW0 1和BW0 7之间的频率范围称为过渡带 K0 1间接反映了过渡带与通频带的频宽比 K0 1越小 过渡带越窄 选择性越好 理想情况下的K0 1等于1 实际的K0 1总是大于1 在工程中 放大器的带宽范围往往被通信系统预先确定 因此 对于满足带宽要求的选频放大电路来说 可以采用S参数的方法来表示图2 2b的选择性 S参数定义为 过渡带内某特定频率条件下的增益A 1 与通频带内的最大增益A0的比值 即S A 1 A0 2 1 4 显然 S值越小的电路 选择性越好 若选用谐振回路作为选频电路时 过渡带的宽窄与谐振回路Q值有直接的关系 Q值越大过渡带越小 电路的选择性越好 放大电路的通频带与选择性是相互制约的 即通频带大时 必然使选择性差 4 线性范围线性范围主要由1dB压缩点和三阶互调截点IP3来度量 在射频小信号放大器电路中 器件的跨导随输入信号幅度的增加而减少 此现象称为增益压缩 对应于输入信号幅度值Uin 增益比线性放大增益下降1dB的那一点称为1dB压缩点 如图2 3所示 1dB压缩点常用来度量放大器的线性特性 图2 3放大器的1dB压缩点 当两个频率接近的信号输入到射频小信号放大器时 由于器件的非线性 会产生许多组合频率分量 这些组合频率分量有可能落在放大器频带内 即在放大器频带内的频率分量除了基波外 还可能有组合频率分量产生 这些组合频率分量形成对有用信号的干扰 这种干扰并不是由两输入信号的谐波产生 而是由这两个输入信号的相互调制 相乘 引起的 所以称为互调 Intermodulation IM 失真 由非线性器件的三次方项引起的互调失真称为三阶互调失真 由五次方项引起的互调失真称为五阶互调失真 可以在互调失真比和三阶互调截点两个指标中 选一个来衡量放大器的互调失真程度 通常用 三阶互调截点IP3 Third orderinterceptpoint 来说明三阶互调失真的程度 三阶互调截点IP3定义为三阶互调功率达到和基波功率相等的点 此点所对应的输入功率表示为IIP3 此点对应的输出功率表示为OIP3 一般在放大器中常用OIP3作为参考 在混频器中常用IIP3作为参考 输出有用功率Po与输入功率Pi成正比 而三阶互调输出功率与输入功率Pi的三次方成正比 三阶互调截点IP3示意图如图2 4a所示 它们的相交点即为三阶截点IP3 用对数坐标方程表示为Po1 dB 10lgGP1 10lgPiPo3 dB 10lgGP3 30lgPi 2 1 7 式中 GP1为放大器的功率增益 Pi为放大器的输入功率 GP3为放大器的三阶互调功率增益 Po1为基波功率 Po3为三阶互调功率 在以对数形式表示的坐标上 它们是两条直线 如图2 4b所示 图中分别标出了IIP3和OIP3的值 图2 4三阶互调截点IP3示意图 在讨论射频小信号放大器电路中的线性范围时 要注意三个问题 一是线性范围和器件有关 由于场效应管是平方律特性 因此它的线性要比双极型晶体管好 二是和电路结构有关 例如加负反馈 单管放大改为差分放大等 均能改善线性范围 三是输入端的阻抗匹配网络也会影响放大器的线性范围 射频小信号放大器电路与其信号源的匹配是很重要的 放大器与信号源的匹配有两种方式 一是以获得噪声系数最小为目的的噪声匹配 二是以获得最大功率传输和最小反射损耗为目的的共轭匹配 一般来说 力求两种匹配接近 匹配网络可以用纯电阻网络 也可以用电抗网络 电阻匹配网络适合于宽带放大 但它们要消耗功率 并增加噪声 采用无损耗的电抗匹配网络不会增加噪声 但只适合窄带放大 5 隔离度和稳定性增大射频小信号放大器的反向隔离 可以减少本振信号从混频器向天线的泄漏程度 同时 射频小信号放大器的反向隔离度好 可减少输出负载变化对输入阻抗的影响 简化其输入 输出端的匹配网络的调试 引起反向传输的原因在于器件各极间的极间电容及电路中寄生参数的影响 它们也是造成放大器不稳定的原因 例如在某些频率点上 由于源阻抗和负载阻抗的不恰当组合 变成正反馈 引起不稳定 甚至振荡 放大器的稳定性是随着反向传输的减少 即隔离性能的增加而改善的 当放大电路的工作状态 如偏置 交流参数 以及其他电路元件参数发生变化时 放大器的主要性能指标会发生变化 造成不稳定现象 不稳定现象表现在增益变化 中心频率偏移 通频带变窄 谐振曲线变形等 不稳定状态的极端情况是放大器自激振荡 可致使放大器完全不能工作 一般来说 可以采用稳定工作点 限制放大器的增益 选择内反馈小的放大元器件等方法来解决稳定性问题 寄生反馈是引起不稳定的主要原因 必须尽力找出寄生反馈的途径 力图消除一切可能产生反馈的因素 6 噪声系数射频小信号放大器的输出噪声来源于输入端和放大电路本身 噪声系数是用来描述放大器本身产生噪声电平大小的一个参数 放大器本身产生噪声电平的大小对所传输的信号 特别是对微弱信号的影响是较大的 为减小放大器电路的内部噪声 在设计与制作放大器电路时 应采用低噪声放大元器件 以及正确选择工作状态和适当的电路结构 射频小信号放大器的主要技术指标在相互之间既有联系又有矛盾 例如增益和稳定性 通频带和选择性等 需根据实际情况决定主次 对电路进行合理设计与调整 2 2射频小信号调谐放大器电路2 2 1LC谐振回路 1 电感 器 的射频特性在射频频段 集总电感和集总电容的特性是不具有 纯 的电感和电容的性质 这是在射频电路设计 模拟和布线过程中必须注意的 一个电感器的高频等效电路如图2 5所示 图中 电容Cs为等效分布电容 Rs为等效电感线圈电阻 从图2 5可见 分布电容Cs与电感线圈并联 这也意味着 一定存在着某一频率 在该频率点线圈电感和分布电容产生并联谐振 使阻抗迅速增加 通常称这一谐振频率点为电感器的自谐振频率 SelfResonantFrequency SRF 当频率超过谐振频率点时 分布电容Cs的影响将成为主要因素 线圈电阻的影响通常用品质因数Q来表示Q X Rs 2 2 1 式中 X是电抗 Rs是线圈的串联电阻 品质因数表征无源电路的电阻损耗 通常希望得到尽可能高的品质因数 图2 5一个电感器的高频等效电路 目前片式电感器也在射频电路中被广泛使用 片式电感器有绕线型片式电感器 陶瓷叠层片式电感器 多层铁氧体片式电感器 片式磁珠等多种形式 例如 一种FHW系列的绕线型片式电感器尺寸有0603 0805 1008 1210 1812形式 电感范围为3 3 100000nH 0603的封装尺寸为1 70mm 长 1 16mm 宽 1 02mm 高 2 电容 器 的射频特性一个电容器的高频等效电路如图2 6所示 图中 电感L等效为引线电感 电阻Rs表示引线导体损耗 电阻Re表示介质损耗 由图2 6可见 电容器的引线电感将随着频率的升高而改变电容器的特性 如果引线电感与实际电容器的电容谐振 将会产生串联谐振 使总电抗趋向为0 由于这个串联谐振产生一个很小的串联阻抗 所以非常适合在射频电路的耦合和去耦电路中应用 然而 当电路的工作频率高于串联谐振频率时 该电容器将表现为电感性而不是电容性 片式电容器有高频用 高Q 多层陶瓷片式电容器 X7R介质片式电容器 NPO介质片式电容器 Y5V介质片式电容器 固体钽质片式电容器等多种形式 目前 多层陶瓷片式电容器在射频电路中广泛使用 它们可用于射频电路中的各个部分 使用频率可以高达15GHz 例如一种型号为CDR系列的片式电容器 最小封装尺寸仅为2 00mm 长 1 25mm 宽 1 30mm 高 电容值范围为0 1 470000pF 电压为100V 图2 6一个电容器的高频等效电路 3 LC并联谐振回路LC谐振回路由电感和电容组成 按电感 电容与外接信号源连接方式的不同 可分为串联和并联调谐回路两种类型 在调谐放大器中 谐振回路多以并联的方式出现在电路中 下面主要讨论并联谐振回路 由于谐振回路具有选频性能 在通信系统中 常用做带通滤波器 用来传输或选择已调的高频信号 一个无线电信号占有一定的频带宽度 无线电信号通过谐振回路不失真的条件是 谐振回路的幅频特性是一常数 相频特性正比于角频率 LC并联谐振回路由电感L 电容C与外接信号源并联而成 如图2 7所示 回路的电容损耗忽略不计 电感线圈的损耗以并联电阻R0的形式出现 图2 7LC并联谐振回路 1 LC并联谐振回路的阻抗特性设外接信号源的角频率为 可求得LC并联谐振回路的等效导纳如 2 2 2 所示 其中 电导见 2 2 3 写成指数形式见 2 2 4 其中 等效导纳的模为 2 2 5 所示 导纳角为 2 2 6 所示 LC并联谐振回路的阻抗表达形式如 2 2 7 所示 LC并联谐振回路的阻抗特性曲线如图2 8所示 由图可知 当LC并联谐振回路处于谐振状态 此时 回路导纳最小 阻抗最大 回路呈现为纯电阻 回路谐振时的R0也称为谐振电阻 0称为谐振角频率 当回路谐振时 谐振频率如 2 2 8 所示 在谐振回路中 回路的谐振特性与回路的品质因数有关 LC并联谐振回路的品质因数是由回路谐振电阻与特性阻抗的比值定义的 即从式 2 2 10 可知 LC并联谐振回路中Q值与回路中的R0 L C三个元件的参数有关 如图2 8所示 当L和C参数不变时 谐振角频率 0不变 回路的R0越大 Q值越大 阻抗特性曲线越尖锐 反之 R0越小 Q值越小 阻抗特性曲线越平坦 图2 8LC并联谐振回路的阻抗特性 2 LC并联谐振回路的选频特性根据式 2 2 13 式 2 2 14 可得到LC并联谐振回路的幅频特性和相频特性曲线 如图2 9所示 由图可见 在谐振点 0处 电压幅值最大 当 0时 回路呈现感性 电压超前电流一个相角 电压幅值减小 当 0时 回路呈现容性 电压滞后电流一个相角 电压幅值也减小 图2 9LC并联谐振回路的幅频特性和相频特性曲线 4 串联谐振回路串联谐振回路是由电感线圈L 电容器C 外接信号源相互串联而成 电路如图2 10所示 串联谐振回路适用于信号源内阻等于零或很小的情况 恒压源 因为如果信号源内阻很大 采用串联谐振回路将严重降低回路的品质因数 使串联谐振回路的通频带过宽 选择性明显变差 所以在调谐放大器中 常采用并联谐振回路作为放大器的负载 图2 10LC串联谐振回路 在图2 10中 经推导可得 LC串联谐振回路的阻抗为 2 2 15 所示 谐振角频率为 2 2 16 所示 品质因数为 2 2 17 所示 谐振电阻为 2 2 18 所示 在如图2 10所示的LC串联谐振回路中 信号源为恒压源U S 则回路电流I S为 2 2 19 所示 模为 2 2 20 所示 相位角为 2 2 21 所示 LC串联谐振回路的阻抗特性和频率特性曲线如图2 11所示 在谐振点 电流最大 谐振电阻最小 在失谐情况下 当f f0时 阻抗特性呈感性 当f f0 阻抗特性呈容性 图2 11LC串联谐振回路的阻抗特性和频率特性曲线 5 Q值对LC谐振回路的谐振曲线及通频带的影响式 2 2 22 中 f f f0 为信号频率偏离谐振点的数值 简称为频偏 U Um为谐振曲线的相对抑制比 从式 2 2 22 可见 对于同样频偏 f Q越大U Um值越小 谐振曲线越尖锐 如图2 12a所示 图2 12Q值对谐振回路的谐振曲线及通频带的影响 在无线通信技术中 通常把Um从1下降到1 2 以dB表示 从0下降到 3dB 处的两个频率f1和f2的范围叫做通频带 以符号BW或2 f0 7表示 即回路的通频带为BW f2 f1 2 2 24 如图2 12b所示 根据通频带的定义 可求得BW f0 Q 2 2 25 通频带必须满足需要通过的信号频率范围的要求 为了滤除其他频率信号的干扰 在通频带之外 U Um比值越小越好 选择性是谐振回路的另一个重要指标 它表示回路对通频带以外干扰信号的抑制能力 通常将某一频率偏差 f下的U Um值记为 称为谐振回路对指定频偏 f下的选择性 如 2 2 26 所示 显然 值愈小 选择性愈高 对于同一谐振回路 提高通频带和改善选择性是矛盾的 Q值越高 选择性越好 但通频带越窄 为了保证较宽的通频带 就得降低选择性的要求 反之亦然 一个理想的谐振回路 其幅频特性应是一个矩形 在通频带内信号可以无衰减地通过 通频带以外衰减为无限大 实际谐振回路选频性能的好坏 应以其幅频特性接近矩形的程度来衡量 为了便于定量比较 采用矩形系数这一指标 理想的谐振回路的矩形系数K0 1 1 但实际谐振回路的矩形系数显然与理想的情况相差甚远 单谐振回路不论Q f0为多大 其矩形系数为恒定值10 显然它的选频性能不是很理想 6 负载和信号源内阻对谐振回路的影响在没有接信号源内阻和负载时 回路本身的Q值叫做无载或空载Q值 以QO表示 计入信号源内阻和负载时的Q值 叫做有载Q值 以QL表示 考虑负载RL和信号源内阻RS的LC并联谐振回路 如图2 13所示 当RS RL接入回路时 回路的谐振频率不变 可求得回路的品质因数QO与QL的关系式如 2 2 28 所示 2 2 28 式表明 并联回路接入的RS RL越小 QL较QO下降得越多 QL下降 通频带加宽 选择性变差 图2 13考虑负载RL和信号源内阻RS的LC并联谐振回路 另外还需要考虑信号源内阻和负载的电抗成分 一般是容性 对谐振回路的影响 考虑信号源输出电容和负载电容的LC并联谐振回路 如图2 14所示 在图2 14中 CS是信号源输出电容 CL是负载电容 此时回路总电容为C CS C CL 2 2 29 在计算中 可直接将CS代入前面的公式 计入CS和CL后 并联谐振回路谐振频率将降低 并且CS CL的变化将使回路的频率特性变化 显然C值越大 CS CL变化的影响就越小 在设计LC谐振回路时应考虑这个问题 图2 14考虑信号源输出电容和负载电容的LC并联谐振回路 7 谐振回路的接入方式在上面的分析中 信号源RS和CS 负载RL和CL都是直接并联在LC谐振回路上的 因此会产生以下问题 1 RS和RL使谐振回路的Q值大大下降 使Q值不能满足实际设计要求 2 信号源和负载电阻常常是不相等的 即阻抗不匹配 当相差较多时 负载上得到的功率可能很小 3 信号源输出电容CS和负载电容CL会影响回路的谐振频率 CS CL的变化将使回路的频率特性产生变化 因此在实际电路中 信号源或负载并不是直接并入谐振回路的两端 而是利用一些简单的阻抗变换电路相连接 把它们折算到回路两端 通过改变电路的参数 就可以达到所要求的谐振回路特性 1 互感变压器接入方式互感变压器接入电路如图2 15所示 变压器的原边线圈就是回路的电感线圈 副边线圈接负载RL 设原边线圈匝数为N1 副边线圈匝数为N2 并且原 副边耦合很紧 损耗很小 根据等效前后负载上得到的功率相等的原则 可得到等效后的负载阻抗R L 变换后的等效回路如图2 15b所示 此时回路的品质因数如 2 2 34 所示 若选择N1 N2 1 则R L RL 说明通过互感变压器接入的方式 可提高回路的QL值 另外 电路等效后 谐振频率不变 图2 15互感变压器接入电路 2 自耦变压器接入自耦变压器接入电路如图2 16所示 回路总电感为L 电感抽头接负载RL 设电感线圈1 3端的匝数为N1 抽头2 3端的匝数为N2 对于自耦变压器来说 等效折算到1 3端的R L所得功率应与原回路RL得到的功率相等 推导方法与上述互感变压器接入方法一样 可得到等效后的负载阻抗R L如 2 2 36 所示 由于N1 N2 1 所以R L RL 例如 R L 1k N1 N2 2 4 则R L 4k 此结果表明 如果将1k 电阻直接接到1 3端 对回路影响较大 若接到2 3端 再折算到1 3端 就相当于接入一个4k 的电阻 它对回路的影响就减弱了 折算后的等效电路如图2 16b所示 采用自耦变压器接入形式 也可以起到阻抗变换的作用 这种方法的优点是绕制简单 缺点是回路与负载有直流回路 在需要隔直流时 不能用这种回路 图2 16自耦变压器接入电路 3 电容抽头接入电容抽头接入回路如图2 17所示 并联谐振回路电感为L 电容由C1 C2串联组成 负载接在电容抽头2 3端 为了计算这种回路 需要将负载RL等效折算到1 3端 变换为标准的并联谐振回路 图2 17电容抽头接入回路 4 接入系数的概念在以上介绍的三种回路接入方式中 负载都不直接接入回路两端 只是与回路中的一部分相接 因此叫部分接入形式 接入系数表示接入部分所占的比例 对于自耦变压器接入方式来说 见图2 16 接入系数为n N2 N1 2 2 45 式 2 2 45 表示全部线圈N1中 N2所占的比例 0 n 1 调节n可改变折算电阻R L的数值 n越小 RL与回路接入部分越少 对回路影响越小 R L越大 引入接入系数n以后 折算后的阻抗可以写为式 2 2 46 电容抽头接入和变压器接入方式与自耦变压器接入方式的接入系数基本概念相同 读者可自己分析 当外接负载不是纯电阻 包含有电抗成分时 上述等效变换关系仍适用 通过以上讨论得知 采用任何接入方式 都可使回路的有载QL值提高 而谐振频率 0不变 同时 只要负载和信号源采用合适的接入系数 即可达到阻抗匹配 输出较大的功率 2 2 2单级单调谐放大电路 单级单调谐放大电路可由双极型晶体管 场效应晶体管 射频集成电路和并联谐振回路组成 一个共发射极的晶体管单调谐放大器电路如图2 20所示 图中R1 R2 R3是工作点偏置电阻 C1为耦合电容 C2为旁路电容 电感L的原边线圈AC端为N1 AB端为N0 副边线圈为N2 与电容C构成LC谐振电路 作为放大器的集电极负载 起选频作用 LC谐振电路采用抽头接入法 以减轻晶体管输出电阻对谐振电路Q值的影响 RL是放大器的负载 它可能是下一级输入端的等效输入电阻 输入电压ui形成晶体管基极输入电流Ib 通过晶体管放大 产生集电极电流 Ib 集电极电流 Ib相当于一个恒流源 供给集电极回路的负载 LC并联谐振电路 其等效电路如图2 21a所示 图中rce代表晶体管ce极间的电阻 称为晶体管的输出电阻 考虑rce和RL的影响后 LC谐振电路相当于一个等效的RLC并联谐振电路 如图2 21b所示 其并联阻抗为ZAC 实际的集电极负载则为变换到AB部分的阻抗ZAB ZAC与ZAB的关系为如 2 2 51 所示 图2 20晶体管单调谐放大器电路 图2 21晶体管单调谐放大器集电极回路的等效电路 设负载RL上的电压为uo 输入电压为ui 晶体管集电极电压为uAB 则晶体管单调谐放大器的电压放大倍数K如 2 2 52 所示 从式 2 2 54 可见 K与ZAC成正比 ZAC是频率的函数 对于不同频率的信号 ZAC是不同的 对于频率与谐振频率f0相同的信号 ZAC最大 故K也最大 可见K的频率特性和并联谐振电路的特性相同 与单级单调谐放大电路有关的主要技术指标 有增益 通频带 选择性 工作稳定性和噪声系数 单调谐回路放大器的优点是电路简单 调制容易 其缺点是选择性差 矩形系数距理想矩形系数K0 1 1较远 增益和通频带的矛盾比较突出 谐振电路的频率特性决定单级单调谐放大器的选频性能 谐振电路的有载品质因数QL值对放大器的选频性能有很大影响 当 0L一定而QL值不同时 QL大 K0大 且频率曲线尖锐 QL小 K0小 且频率曲线平坦 如图2 22a所示 用比值K K0作为纵坐标 得到的放大器频率特性曲线如图2 22b所示 图中K K0 1 用分贝表示为0dB 代表谐振点 K K0 0 707 用分贝表示为 3dB 相当于通频带的上下边界 从图中可以看出 QL小 通频带 2f0 7 宽 而QL大 通频带 2 f0 7 则窄 如果以某一频偏 f为参考标准 可见QL大 衰减量大 即选择性好 而QL小 衰减量小 则选择性差 图2 22调谐放大器频率特性曲线的两种表示方法 2 2 3调谐放大器的级联 在接收机中 当一级单调谐放大电路的选频性能和增益不能满足要求时 可采用两级和多级单调谐放大器级联的方法 形成多级级联电路 有时可多达5 6级 级联后的放大器 其增益 通频带和选择性都将发生变化 多级调谐放大器级联示意图如图2 23所示 多级调谐放大器电路可调谐于同一频率或不同频率 若调谐于不同频率 则叫做 参差调谐 两个调谐电路的谐振频率一高一低 相互错开 多级调谐放大器的电路分析可以采用单级单调谐放大器电路的分析方法 分析每一级的特性 然后利用级联的方法研究其多级总特性 图2 23多级调谐放大器级联示意图 2 2 4调谐频率相同的多级调谐放大器 在多级调谐放大器中 设各级调谐放大器的电压放大倍数是K1 K2 谐振电压放大倍数为K01 K02 则多级调谐放大器总的放大倍数K总等于各级调谐放大器放大倍数之积 或分贝数之和 即有K总 K1K2 2 2 57 或K总 dB K1 dB K2 dB 2 2 58 也有K0总 K01 K02 2 2 59 K0总 dB K01 dB K02 dB 2 2 60 假设有一个两级调谐回路 它们的QL值相等 单级和两级调谐回路的频率特性如图2 24所示 对应于每一个频率 两级的选择性 分贝数 应为单级的两倍 例如单级的 1 5dB 点a 和 3dB点 点b 分别对应于两级的 3dB 点a 和 6dB点 点b 从两条曲线可以看出 两级的选择性比单级的高 但通频带变窄了 因此 多级调谐放大器级联后 总的通频带比单级调谐放大器的通频带小 提高多级调谐放大器的选择性 会使总的通频带变窄 图2 24单级和两级调谐回路的频率特性 2 2 5参差调谐放大器 若要求多级调谐放大器的通频带很宽 只采用降低QL值的方法 将会使选择性变差 而且谐振增益会降低 要解决这一问题 参差调谐放大器是一种比较常见的方法 参差调谐放大器在电路形式上和调谐频率f0相同的多级调谐放大器没有什么不同 但在调谐回路上 每一级的调谐频率不同 常用的电路形式有双参差调谐放大器和三参差调谐放大器 所谓双参差调谐 是将两级单调谐放大器的谐振回路的谐振频率 分别调整到略高于和略低于信号的中心频率f0 双参差调谐放大器的频率特性如图2 25所示 图2 25双参差调谐放大器的频率特性 图2 25所示是一个由两级单调谐放大器组成的双参差调谐放大器的频率特性 设信号的中心频率是f0 则将第一级放大器的调谐回路调谐于f0 fd 即f01 f0 fd 第二级放大器的调谐回路调谐于f0 fd 即f02 f0 fd fd是单个谐振回路的谐振频率与信号中心频率之差 两级调谐回路的谐振频率参差错开 因此称为参差调谐放大器 对于单个单调谐放大器而言 相对于中心频率f0 它工作于失谐状态 失谐量分别是 fd f0 称为参差失谐量 而对应的 0 QL 2 fd f0 称为广义参差失谐量 在图2 25中 K1 K2是两个单级调谐放大器的增益曲线 K总是两级调谐放大器的综合频率特性 由于在f0处两个回路处于失谐状态 谐振点附近的K总减小 这就使合成的频率曲线较为平坦 使总的通频带展宽 在图2 25中 虚线K总 0 0的一条 是两个回路调谐于同一频率f0的情况 可以看出 在f0附近 它要比参差调谐 0 1 时尖锐 但在远离f0处 两者差不多 参差调谐的综合频率特性与广义参差失谐量 0有关 0愈小则愈尖 0愈大则愈平 当 0大到一定程度时 由于f0处的失谐太严重 综合频率特性曲线可以出现马鞍形双峰的形状 图2 25中 0 2的一条 理论推导表明 当 0 1时 综合频率特性曲线为单峰 0 1时为双峰 0 1时为两者的分界线 相当于单峰中最平坦的情况 0愈大 则双峰的距离愈远 且中间下凹愈严重 所谓三参差调谐 是将其中的两级单调谐放大器谐振回路的谐振频率 分别调整到略高于和略低于信号的中心频率f0 第三级调谐于中心频率f0 三参差调谐放大器的频率特性如图2 26所示 适当选择每个回路的有载品质因数QL和 0 可以获得比较平坦的合成谐振曲线 图2 26三参差调谐放大器的频率特性 2 3宽频带放大器2 3 1宽频带放大器的特点 当射频放大电路的相对带宽RBW 10 时 通常称为窄带放大电路 例如蓝牙接收机放大器工作在2 402 2 480GHz的频率范围内 是一个典型的窄带放大电路 射频窄带放大电路由于工作频带宽度较窄 可以认为晶体管的S参数不随频率变化 为常数 输入和输出匹配电路对品质因数没有太严格的要求 窄带放大电路设计的首要目标是 获得尽可能高的功率增益 如果射频放大电路的相对带宽RBW很高 当工作频带宽度达到一个倍频程以上时 通常称为宽带放大电路 例如 一个可以工作在0 1 2GHz的射频放大电路 属于宽频带放大电路 宽频带放大电路的设计目标 是在工作频带内获得相对平坦的功率增益 而不再是获得最大功率增益 在宽频带放大电路的设计中 往往是牺牲功率增益 换取宽频带的功率增益的平坦特性 宽频带放大器既要有较大的电压增益 又要有很宽的频带 所以常用电压增益Au和通频带BW的乘积作为衡量其性能的重要指标 称为增益带宽积 写成G BW AufH 此通频带用上限截止频率fH表示 因为宽频带放大器的下限截止频率fL一般很低或为零 Au是电压增益幅值 增益带宽积越大 宽频带放大器的性能越好 宽频带放大器既可以由晶体管和 或场效应管组成 也可以由射频集成电路组成 集成宽频带放大器常采用单级或多级差分电路形式 随着工作频带宽度的增加 射频有源器件的特性也会随之发生变化 给放大电路的设计带来诸多困难 2 3 2宽频带放大器电路 1 共射共基组合电路在宽频带放大电路中 为了提高上限截止频率 展宽通频带 广泛采用共射共基组合电路 在共射共基组合电路中 上限频率由共射电路的上限截止频率决定 利用共基电路输入阻抗小的特点 使共射电路输出电阻大大减小 进而使密勒电容CM大大减小 改善了高频性能 从而有效地扩展了共射电路亦即整个组合电路的上限截止频率 由于共射电路负载小 所以电压增益减小 这可以利用电压增益较大的共基电路进行补偿 而共射的电流增益不会减小 因此整个组合电路的电流增益和电压增益都较大 共射共基电路的电压增益幅值与单级共射电路大致相同 上限截止频率提高为单级共射电路的几倍 采用共集共基 共集共射等组合电路 也可以提高上限截止频率 2 补偿匹配电路可以通过在放大电路中设计失配的输入和输出匹配网络 补偿射频晶体管正向电压传输系数 S21 随频率的变化 例如 放大电路的增益可以表示为G GSGOGL 其中GS为输入匹配电路的功率增益 GO为晶体管两端口网络的功率增益 GL为输出匹配电路的增益 晶体管的 S21 随频率升高的下降导致GO的下降 则可以在设计输入和输出匹配电路时 考虑在高频段实现最佳匹配 在低频段设计为阻抗失配状态 从而可以在低频段降低输入和输出匹配电路的增益GS和GL 补偿晶体管两端口网络增益GO在高频段的下降 实现宽频带范围内功率增益的平坦 频率补偿匹配电路通常可以采用L形匹配电路等简单的匹配电路形式 如图2 27所示 在晶体管放大电路的输出匹配电路中 使用了电容和电感构成的L形匹配电路 匹配电路中元件的参数 一般需要进行反复的尝试和修改 使放大电路在整个宽频带范围内具有尽可能平坦的功率增益 在现代频率补偿匹配网络中 开始使用无源集总器件构成复杂的匹配网络 采用基于网络合成的技术 在宽频带内实现功率增益的一致 在使用频率补偿网络时 由于在一些频段匹配电路处于阻抗失配状态 会导致放大电路输入或输出端口的驻波系数VSWR的增加 不利于前级和后级的电路设计 放大电路输出和输出端口的阻抗失配 是频率补偿匹配电路的主要缺点 图2 27LC频率补偿匹配电路 3 平衡放大可以采用3dB混合耦合器和两个射频放大电路构成对称电路 通过隔离入射信号和反射信号 实现输入和输出端口的驻波比VSWR降低 其电路如图2 28所示 图2 28宽带平衡放大电路结构 平衡放大电路具有如下优点 1 可以独立设计射频放大电路 获得平坦的功率增益和噪声系数 不必过多考虑输入和输出端口的阻抗失配问题 2 当两个放大电路中的一个电路失效时 平衡放大电路还可以在降低了功率增益的方式下继续工作 具有更高的稳定性和可靠性 3 平衡放大电路容易实现级联工作 并且具有2倍于单个放大电路的功率输出 平衡放大电路需要使用两个射频放大电路 使电路设计更为复杂 尺寸和消耗功率也会增加一倍 另外 3dB耦合器是基于 4设计的窄带结构 一般带宽只能达到工作中心频率的50 左右 在宽频带的平衡放大电路中 需要使用多级Wilkinson耦合器级联的方式 来增大3dB耦合器的频带宽度 也使电路结构更为复杂 4 负反馈放大电路使用射频负反馈技术 可以获得平坦的功率增益并且降低输入和输出驻波系数 使用负反馈放大电路 可以实现超过10倍频程的宽带放大电路 频带内功率增益的波动小于0 1dB 无论采用补偿匹配放大电路或者平衡放大电路 都很难在10倍频程的范围内实现如此平坦的功率增益 负反馈放大电路的主要缺点是 会增大放大电路的噪声系数 而且使用负反馈技术会使放大电路的功率增益大幅度降低 负反馈电路可以采用电流串联和电压并联两种反馈形式 电流串联负反馈电路的特点是输入 输出阻抗高 适合与低内阻的信号电压源连接 电压并联负反馈电路的特点是输入 输出阻抗低 适合与高内阻的信号电流源连接 调节宽频带放大器负反馈电路中的某些元件参数 可以改变反馈深度 从而调节宽频带放大器的增益和频带宽度 扩展放大器的频带是以牺牲增益为代价的 宽频带放大器可以采用单级负反馈或多级负反馈 在射频集成电路中 常用差分电路组成电流串联负反馈差分放大器和电压并联负反馈差分放大器 将电流串联负反馈电路和电压并联负反馈电路级联 可提高上限截止频率 采用电流并联和电压串联负反馈形式 同样也可以扩展放大器通频带 2 4 1集中选频放大器的特点 集中选频放大器的方框图如图2 29所示 由宽带放大器和集中滤波器组成 集中选频放大器是一种采用集中滤波和集中放大相结合的非调谐式高频放大器 电路采用集中滤波器来完成选频功能 而放大作用主要由高频线性集成放大器来完成 集中选频放大器把原来分布于各级谐振放大器中的选频电路集中在一起 使滤波器的设计 制造和调试更为容易 而滤波器作为一个整体 仅在某一级与放大器相接 可以大大减小相互间的不利影响 从而提高选频放大的整体性能 由于集中滤波器的频率特性固定 所以集中选频放大器只能用做中心频率不变的频带放大器 在图2 29中 前置宽带放大器一般为单级低噪声高频放大器 其增益部分用于补偿滤波器的损耗 将集中滤波器置于主放大器之前 可使干扰和噪声预先受到大幅度衰减 有利于提高输出信噪比 后级宽带放大器大多采用射频集成宽带放大器作为主放大器 以满足总增益的要求 宽带放大器的通频带应大于信号及滤波器的带宽 集中滤波器可以采用电容和电感 集成开关电容滤波器 声表面波滤波器和晶体滤波器等构成 图2 29集中选频放大器方框图 由于集中滤波器的频率特性固定 所以集中选频放大器只能用做中心频率不变的频带放大器 在图2 29中 前置宽带放大器一般为单级低噪声高频放大器 其增益部分用于补偿滤波器的损耗 将集中滤波器置于主放大器之前 可使干扰和噪声预先受到大幅度衰减 有利于提高输出信噪比 后级宽带放大器大多采用射频集成宽带放大器作为主放大器 以满足总增益的要求 宽带放大器的通频带应大于信号及滤波器的带宽 集中滤波器可以采用电容和电感 集成开关电容滤波器 声表面波滤波器和晶体滤波器等构成 2 4 2集中滤波器元件 1 石英晶体谐振器 1 石英晶体谐振器的等效电路石英晶体谐振器由石英晶体薄片加上电极构成 石英晶体薄片具有正 反压电效应 当石英晶体薄片的几何尺寸和结构一定时 具有一个固有的机械振动频率 当高频交流电压加于晶片两端时 晶片将随交变信号的变化而产生机械振动 当信号频率与晶片固有振动频率相等时 就产生了谐振 石英晶体谐振器的等效电路如图2 30a所示 石英晶体谐振器的符号如图2 30b所示 图中 Lq为动态电感 等效电感 Cq为动态电容 rq为动态电阻 C0为晶片与金属极板构成的静态电容 石英晶体谐振器的等效电感Lq非常大 而Cq和rq都非常小 所以石英晶体谐振器具有非常高的Q值 其Q值如 2 4 1 所示 从图2 30a的等效电路可以看出 石英晶体谐振器有两个谐振频率 即串联谐振频率fs和并联谐振频率fp 图2 30石英晶体谐振器的等效电路和符号 2 串联谐振频率fs在等效电路中 Lq Cq组成串联谐振回路 串联谐振频率fs如 2 4 2 所示 3 并联谐振频率fpLq Cq与C0组成并联谐振回路 并联谐振频率fp如 2 4 3 所示 由于C0 Cq 所以fs fp 图2 31石英晶体谐振器的阻抗特性 从式 2 4 4 可见 当 s时 Lq Cq支路产生串联谐振 此时Z 0 当 p时 产生并联谐振 此时Z 当 s或 p时 Z jx 等效阻抗Z呈容性 当 s p时 Z jx 等效阻抗Z呈感性 其阻抗特性如图2 31所示 实际使用时 石英晶体谐振器通常工作在频率范围窄的电感区 等效为一个电感 石英晶体谐振器具有Q值高 稳定性好等特点 常用来构成窄带带通 带阻滤波器 一种采用石英晶体谐振器构成的桥形带通滤波器如图2 32a所示 图2 32晶体谐振器构成的桥形带通滤波器及其电抗特性 需要说明的是 由于石英晶体和电路均有损耗 因此实际晶体滤波器的通带内衰减并不为零 一般有几分贝的衰减 石英晶体的Q值高 在阻带内有陡峭的衰减特性 但晶体的串 并联谐振频率非常接近 使得晶体滤波器的通带范围很窄 通常只有在几兆赫兹以上频率处 才能得到大于3kHz的带宽 因此 石英晶体构成的滤波器只适用于窄带滤波的场合 2 压电陶瓷元件采用压电陶瓷材料 如铁钛酸铅 构成的压电陶瓷元件有压电陶瓷谐振器 压电陶瓷滤波器等 它们在射频电路的振荡槽路 选频 滤波等电路中应用 具有频率稳定性好 选频特性尖锐和调试简单等优点 通常将压电陶瓷材料做成片状 在其两面涂以银层 作为电极 构成压电陶瓷元件 1 压电陶瓷元件的压电效应压电陶瓷材料具有压电效应 即能将机械的作用力转换成电效应 也能将电的作用转换成机械效应 1 机械作用力转换成电效应 在压电陶瓷片上施加机械力 拉力或压缩力 则陶瓷材料内部的晶体结构在外力作用下发生变形 造成晶体结构中的负电荷有规则的相对位移 称为极化 可以在两面导电极板上感应出符号相反的自由电荷 如果改变机械作用力的方向 则内部极化的方向及表面电极上感应电荷的极性也随之改变 如果机械力呈周期性变化 则感应电荷极性也按同一频率变化 电荷的变化在外电路中形成电流 机械力愈大 电流也愈大 2 电作用转换成机械效应 在压电陶瓷片的极板上加一电压u 则在陶瓷介质内建立起电场 在电场力的作用下 陶瓷介质将发生极化并产生机械变形 伸长或收缩 当u的极性改变时 介质极化及机械变形的方向也改变 设u为某一频率的交流信号 则压电陶瓷片也按同一频率伸缩 形成机械振动 u愈大 则振动愈强 压电陶瓷片的机械振动有一个固有频率 如果所加电压u的频率正好等于其固有频率 则很小的u就可使压电陶瓷片发生很强的机械振动 即压电陶瓷片处于共振状态 谐振状态 2 二端陶瓷元件二端陶瓷元件的等效电路如图2 33所示 其等效参数分别由机械振动的阻尼 惯性和弹性 极板间电容等决定 从图2 33可见 二端陶瓷元件的等效电路与石英晶体谐振器类似 二端陶瓷元件有一个串联谐振频率 fs 和一个并联谐振频率 fp 在这两个频率点 其等效阻抗Z分别具有极小值和极大值 等效阻抗的频率特性如图2 34所示 图2 33二端陶瓷元件的等效电路图2 34二端陶瓷元件等效阻抗的频率特性 3 三端陶瓷元件三端陶瓷元件的结构与符号如图2 35所示 由两片陶瓷片A和B用导电胶粘合起来 由粘合面引出的端子作为公共端 而由另两面引出的端子分别作为输入端和输出端 输入信号u加在A片上 它将电能转换成机械能 并产生机械振动 机械振动通过粘合面传到B片上 又将机械能转换成电能 输出给外接负载RL 同样 当信号频率与陶瓷片固有的机械振动频率相等时 形成共振 共振状态可形成强的电流 提供最大的电流到外部电路 在共振的条件下 输出和输入信号间可能是同相位 也可能有180 的相位差 与A B陶瓷片的粘合面有关 陶瓷谐振器的工作原理及等效电路与石英晶体谐振器相同 差别在于陶瓷谐振器的Q值较低 约几百 串 并联谐振频率的间隔较大 采用陶瓷谐振器构成滤波器 是利用谐振时产生的机械波实现输入 输出间的耦合 其等效电路等同于变压器耦合的单谐振回路 三端陶瓷滤波器具有较宽的通频带和良好的选择性 如电视接收机中6 5MHz的伴音带通滤波器 若将多个陶瓷谐振器按T形结构级联起来 便可构成性能优良的四端陶瓷滤波器 如图2 36所示 通常级联的谐振器越多 滤波性能越好 四端陶瓷滤波器具有Q值高 通带损耗小 选择性好及体积小等优点 其工作频率可从几兆赫兹至100MHz 相对带宽为千分之几至百分之几 图2 35三端陶瓷元件结构与符号 3 SAW滤波器声表面波 SurfaceAcousticWave SAW 是沿物体表面传播的一种弹性波 SAW滤波器是SAW的一种应用形式 SAW滤波器的基本结构是在具有压电特性的基片材料 石英晶体 锆钛酸铝PZT陶瓷 铌酸锂LiNbO3等 抛光面上制作输入和输出两个声电换能器 输入换能器将电信号变成声信号 沿晶体表面传播 输出换能器再将接收到的声信号变成电信号输出 SAW滤波器可以实现所需任意精度的幅频特性和相频特性的滤波 这是其他的滤波器难以完成的 另外由于采用了新的晶体材料和最新的精细加工技术 使得声表面波器件 SAW 的使用上限频率提高到2 5 3GHz 声表面波 SAW 滤波器是无源器件 主要电性能参数有 1 中心频率 2 通带宽度 带宽 3 插入损耗 4 通带波纹 5 阻带抑制 6 矩形系数 7 群延时波动 图2 37一种用于GPS射频前