基于NCP1651控制器的90W反激式单级PFC变换器原理与设计.doc

基于NCP1651控制器的90W反激式单级PFC变换器原理与设计NCP1651是一种单级功率因数控制器。介绍了NCP165l的结构、主要特点及基于NCPl651的90W通用输入单级PFC变换器原理与设计。 关键词：NPCI65l；单级PFC；控制器；反激拓扑；设计 0 引言 单级PFC的基本拓扑及其工作原理在电源技术应用等学术期刊中，已有许多文章对其进行了介绍。尽管单级PFC电路仪需一个功率升关，电路拓扑简单，效率较高，但单级PFC的实用电路却非常少见。众所周知，用于两级PFC电路的控制器lC品种和型号非常多，相关设计技术早已十分成熟，而单极PFC专用控制器芯片，长时间没有问世。迄今为止，单级PFC控制IC仅有两款：一个是数字单级PFC控制器iW2202，另一个则是安森美半导体公司推出的NCPl651。NCPl65l是一种适用于反激式拓扑的单级PFC控制器。基于NCPl65l的反激式隔离变换器，可提供中、高DC输出电压和50250W的输出功率，满足IEC1000-3-2谐波电流限制要求，并能将初级侧电压限制在700V之内。 1 NCPl65l的结构与主要特点 NCP1651采用16引脚SOIC封装，其中引脚14和15未连接。NCP1651的芯片电路组成与NCPl650的内部结构存在很多相同之处，其内部结构框图如图1所示。 NCP165I的各个引脚功能见表1。 NCPl65l是一种固定频率平均电流模式PWM单级PFC控制器，被用作驱动工作在连续导电模式(CCM)或不连续导电模式(DCM)的反激变换器拓扑，并编程平均输入电流跟随AC线路电压。利用平均电流模式控制CCM算法，可以限制峰值初级电流，提供接近于1的功率因数。固定频率操作，能使输入滤波器电路设计简化。NCPl65l内置高精度专利乘法器，与传统模拟乘法器比较，具有更优异的性能。NCPl65l提供逐周峰值和平均电流限制、Vcc欠电压锁定和过温度(门限为160，带30滞回)关闭等保护功能。NCP1651内置高压启动电路，可直接连接到桥式整流器输出端工作。在IC开始工作后，高压启动电路截止。 NCPl651的推出，标忐着单级PFC技术开始在中、低功率电平上进入了实用化阶段。 2 基于NCPl65l的90W单级PFC变换器原理与设计 2.1 基于NCPl65I的90W通用输入单级PFC变换器电路及其工作原理 由NCPl651组成的90W通用输入单级PFC反激式变换器电路如图2所示。该变换器的AC输入线路电压范围为85265VDC输出电压为48V，工作在CCM方式。 在系统加电之后，桥式整流器(D1D4)输出经D7对电容C16充电。当C16上的电压达到17V的门限电平时，IC1(NCPl651)脚16导通，内部高压启动电路中的电流源从脚13流出，对连接在变压器T1偏置绕组(与之间)上的电容C21充电。当C21上的电压超过10.8V的导通门限电压时，IC1启动，变换器开始工作，IC1引脚Vcc上的所需电流，由T1偏置绕组、D9、C21和齐纳二极管D15组成的辅助电源供给。在TC1开始工作后，内部高压启动电路则截止。IC1的振荡器频率由脚3上的电容C3值确定。在C3=470 pF的条件下，开关频率为100 kHz。 S1源极电阻R5用作感测初级电流。在S1漏极上连接的阻尼电路中，D13和D14为瞬态电压抑制(TVS)二极管。前者击穿电压为214V，后者击穿电压为68V。IC1脚8上连接的晶体管Q1等组成外部关闭电路。次级侧的IC3(MC3303)为四运算放大器芯片。其中，lC3B作为误差放大器使用，lC3D被配置成差分放大器，IC3A和IC3C分别配置为输出欠电压和过电压比较器。IC2(TL431)为lC3B的同相端(脚5)和IC3A的反相输入端(脚2)提供2.5V的参考电压。输出电压(U0)经R33、R23和R24、R25组成的分压器分压，将误差放大器IC3B反相输入端(脚6)上的电压设置在2.5V。 电压调节环路的工作过程是：当输出电压低于其额定值(48V)时，在IC3B脚6上的电压将低于脚5上2.5V的参考电压，致使TC3B输出电压增加，光耦合器LED电流减小，从而引起光耦合器晶体管电流减小，IC1脚8上的电压升高。而IC1脚8上电压的提高，使内部参考乘法器输出增加，NCPl65l的PWM占空比增加。 欠电压比较器IC3A为光耦合器IC4提供驱动。在出现欠电压情况时，IC3A输出变低，IC4中LED电流减小，使NCPl651进入高占空比状态，迫使输出电压升至欠电压限制电平以上。 过电压比较器IC3C的输出与IC3B的输出进行“或”运算。在过电压情况下，IC3C输出变为OV，使IC4中LED电流达到最大值，占空比减小到零，直到输出电压降至过电压限制电平以下。 IC3D被配置成差分放大器，用于感测DC输出电流，提供一个经二极管进行“或”运算的信号进入反馈分压器。过载电流限制被设置在满载的125，即(P0/U0)1.25=(90/48)1.25=2.34A。电阻R31和R32用作感测输出电流，R29、R30用作设置电流感测放大器增益。放大器增益为： G=(R29/R30)+1=(3k/0.3k)+1=11 放大器输入电压为：2.34A(R31+R32)=2.340.14=0.33V。差分放大器输出电压为：0.33VG=0.33V11=3.63V。 当输出负载电流增加时，电流感测放大器输出也相应增加。当放大器输出电压与_二极管D12的电压降之差值高于2.5V时，误差放大器IC3B反相输入端上的电压被拉高，IC3B输出电压降低，IC4中LED电流增大，lC4中晶体管电流相应增加，NCPl65l脚8上的电压降低，占空比减小，从而实现限流过载保护。 2.2 主要元件的选择 在功率元器件选择时，需要考虑初级侧电流。当变换器在CCM工作时，电流波形如图3所示。 在MOSFET(S1)导通期间，电流在初级侧流动。在MOSFET关断期间，电流在次级侧流动。 2.2.2 变压器的选择 变压器T1是反激变换器中的关键元件。变压器初级与次级绕组之间的匝数比n=Np/Ns，直接影响初级侧的电压值。为了减小漏感产生的尖峰脉冲电压，应尽可能降低变压器漏感。 为了减小输出反射到初级的电压，选择匝数比n=4，初级Np=76匝，次级Ns=19匝。 为了减小漏感选择TDK SRW42EC-U04H1/4宽窗口磁心，以减少绕组层数。同时，为了增强耦合，初级与次级绕组交错是有利的。具体绕制方法是：先绕初级的45匝(一层)，接着绕次级19匝，然后再绕初级剩下的3l匝。按该法绕制，漏感仅为9H。初级绕组的电感值Lp=1 mH。 如果把76匝初级绕组分两层绕完后再绕次级绕组19匝，漏感值将增加到37H。 2.2.3 功率MOSFET(S1)的选择 MOSFET的选择，首先应确定其额定值电压(VDS)。在MOSFET关断期间，漏极与源极之间的峰值电压为： 式中：Uin(max)=265V； Uf为次级整流二极管(D5)的导通压降，Uf=07V； Uspke为漏感产牛的尖峰脉冲电压，选择 Uspike=130V，有足够的安全余量。 将已知数据代入式(4)得： S1可选择SPAlIN80C3型N沟道MOSFET，其额定电压UDS=800V，额定电流ID=11A，导通态电阻RDS(on)=45。 2.2.4 输出电容器的选择 输出电容Co值由式(5)确定： 式中：TH为所需保持时间，即AC线路的周期时间，TH=150Hz=O02s； Uo(min)为最小输出电压，选择Uo(min)=33V。 将相关数据代入式(5)得： Co用两个1500F/63V的电容并联而成，即在图2中，C22=C23=1500F。 225 电流感测电阻R5的选择 电流感测电阻R5的计算公式是： 电路中其它元件，可根据NCPl65l的芯片电路组成和电气参数确定其数值。 3 结语 基于单级PFC控制器NCPl651的90W通用输入反激式变换器，仪需用一个功率开关和较少量的元件，就能获得高输