GSM-3.ppt

第三章移动信道的传播特性 3 1VHF UHF电波传播特性3 2移动信道的特征3 3陆地移动信道的场强估算3 4移动信道的传播模型 移动通信的信道 1 信道按传输煤质分类 1 有线信道 明线 电缆 光纤 2 无线信道 中 长地表面波传播信道短波电离层反射传播信道 短波 超短波 VHF UHF 信道 移动通信 微波信道 微波通信 散射传播信道 VHF 甚高频 30MHz 300MHz 目前使用情况 150MHzUHF 特高频 300MHz 3000MHz 目前使用情况 450MHz 穿透力强 但附近频率使用太多 易受干扰 800MHz 900MHz 1800MHz 2 按信道特性参数的变化状态分类 1 恒参信道 指传输信道特性的变化量极微且变化速度极慢 即 在足够长的时间内 其参数基本不变 2 变参信道 指传输特性的参数随时间变化极快 移动信道即为典型的 变参信道 移动信道属于典型的变参 无线信道 其传播的开放性 接收环境的复杂性与通信用户的随机移动性 共同构成了移动通信信道的三个主要特点 3 关于无线信道结构逻辑信道 根据信道上所传输的信息内容性质划分 有业务信道和控制信道 物理信道 根据信道上传输的实体划分 某一载频上的某些时隙即构成物理信道 一般的逻辑信道是映射到物理信道上的 因此 实际中无线信道可分为业务信道和控制信道 一般业务信道上传业务信息 控制信道上传控制信息 特殊点 业务信道也可以传控制信息 如切换信令就是在话音信道上传 控制信道也可以传业务信息 如短消息业务利用控制信道上的透明时间来传 3 1VHF UHF电波传播特性 3 1 1电波传播方式 发射机天线发出的无线电波 可依不同的路径到达接收机 当频率f 30MHz时 典型的传播通路如图3 1所示 主要有 直射波 反射波 地表面波 图3 1典型的传播通路 3 1 2直射波 直射波传播可按自由空间传播来考虑 所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播 它是理想传播条件 电波在自由空间传播的特点 电波在自由空间传播时 其能量既不会被障碍物所吸收 也不会产生反射或散射 但会由于辐射能量的扩散而引起衰落 实际情况下等效为自由空间传播的4个条件 1 大气层是各向同性的均匀媒质 2 其相对介电常数 和相对导磁率 都等于1 3 传播路径上没有障碍物阻挡 4 到达接收天线的地面反射信号场强也可以忽略不计 产生原因 由于辐射能量的扩散而引起的 由电磁场理论可知 若各向同性天线 亦称全向天线或无方向性天线 的辐射功率为PT瓦时 则距辐射源d米处的电场强度有效值E0为 磁场强度有效值H0为 电磁波在自由空间中的传播损耗 1 电波功率密度S 各向同性天线 全向天线 的辐射功率为PT 则距辐射源d米处的单位面积上的电波功率密度为 若用天线增益为GT的方向性天线取代同性天线 则有 2 传播方程 接收天线获取的电波功率PR等于该点的电波功率密度S乘以接收天线的有效面积AR 当收发天线增益都为0dB时 即GR GT 1时 由上式可见 自由空间传播损耗Lfs可定义为 以dB计 得 或 式中 d的单位为km 频率单位以MHz计 3 13 3 自由空间传播损耗 3 1 3大气中的电波传播 1 大气折射 在不考虑传导电流和介质磁化的情况下 介质折射率n与相对介电系数 r的关系为 众所周知 大气的相对介电系数与温度 湿度和气压有关 大气高度不同 r也不同 即dn dh是不同的 根据折射定律 电波传播速度v与大气折射率n成反比 即 式中 c为光速 大气折射对电波传播的影响 在工程上通常用 地球等效半径 来表征 即认为电波依然按直线方向行进 只是地球的实际半径R0 6 37 106m 变成了等效半径Re Re与R0之间的关系称作地球等效半径系数k 在标准大气折射情况下 即当dn dh 4 10 8 l m 等效地球半径系数k 4 3 等效地球半径Re 8500km 2 视线传播极限距离 图3 2视线传播极限距离 自发射天线顶点A到切点C的距离d1为 同理 由切点C到接收天线顶点B的距离d2为 在标准大气折射情况下 Re 8500km 故 式中 ht hr的单位是m d的单位是km 3 1 4障碍物的影响与绕射损耗 图3 3障碍物与余隙 a 负余隙 x0 绕射 当发射机和接收机之间的传播路由被尖锐的边缘阻挡时 发生绕射 绕射损耗 由障碍物引起的附加损耗 菲涅尔余隙 障碍物顶点至直射线的距离 由障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙的关系如图3 4所示 图中 纵坐标为绕射引起的附加损耗 即相对于自由空间传播的分贝数 横坐标为x x1 其中x1是第一菲涅尔区在P点横截面的半径 它由下列关系式可求得 3 21 此时电波的传播损耗为 L Lfs L绕射 dB 图3 4绕射损耗与余隙关系 结论 当x x1 0 5时 附加损耗约为0dB 即障碍物对直射波传播基本上没有影响 为此 在选择天线高度时 根据地形尽可能使服务区内各处的菲涅尔余隙x 0 5x1 当x 0 即直射线低于障碍物顶点时 损耗急剧增加 当x 0时 即TR直射线从障碍物顶点擦过时 附加损耗约为6dB 有障碍物情况下 电波传播损耗为自由空间传播损耗与绕射损耗之和 例3 1设图3 3 a 所示的传播路径中 菲涅尔余隙x 82m d1 5km d2 10km 工作频率为150MHz 试求出电波传播损耗 解先由式 3 13 求出自由空间传播的损耗Lfs为 由式 3 21 求第一菲涅尔区半径x1为 由图3 4查得附加损耗 x x1 1 为17dB 所以电波传播的损耗L为 3 1 5反射波 图3 5反射波与直射波 1 反射产生的条件 不同两种介质的光滑界面界面尺寸比电波波长大得多反射发生在地球表面 建筑物和墙壁表面 2 电波在大气中的传播 近似按平面波处理 即电波在反射点的反射角等于入射角 3 不同界面的反射特性用反射系数R表征 它定义为反射波场强与入射波场强的比值 R可表示为 式中 R 反射点上反射波场强与入射波场强的振幅比 代表反射波相对于入射波的相移 对于水平极化波和垂直极化波的反射系数Rh和Rv分别由下列公式计算 式中 c是反射媒质的等效复介电常数 它与反射媒质的相对介电常数 r 电导率 和工作波长 有关 即 3 23 3 24 对于地面反射 当工作频率高于150MHz 2m 时 1 由式 3 23 和式 3 24 可得 4 接收场强反射波 TOR 与直射波 TR 的行程差 式中 d d1 d2 式中 2 称为传播相移常数 由路径差 d引起的附加相移 这时接收场强E可表示为 结论 反射波与直射波的合成场强随反射系数R和路径差 d变化 有时同相相加 有时反相抵消 因此造成了合成波的衰落现象 故在固定选址中 尽量减弱地面反射 3 1 6散射波 在VHF UHF移动信道中 电波传播方式除了直射波 绕射波和反射波外 还要考虑传播路径中各种障碍物所引起的散射波 散射 当电磁波的传播路由上存在小于波长的物体 并且单位体积内这种障碍物体的数目非常巨大时 发生散射 散射发生在粗糙表面 小物体或其它不规则物体 如 树叶 街道标志和灯柱等 图3 6移动信道的传播路径 hb为基站天线高度 一般高于30米 hm为移动台天线高度 约为2 3米 直射波的传播距离为d 地面反射波的传播距离为d1 散射波的传播距离为d2 移动台接收信号的场强由上述三种电波的矢量合成 假设反射系数R 1 镜面反射 则合成场强E为 式中 E0是直射波场强 是工作波长 1和 2分别是地面反射波和散射波相对于直射波的衰减系数 而 图3 7典型信号衰落特性 在实际移动信道中 散射体很多 直射波 反射波和散射波在接收地点形成干涉场 使信号产生深度且快速的衰落 如下图所示 信号快衰落产生原因 信号传播多路径引起的 直射波 反射波和散射波在接收地点产生干涉场 使信号产生深度且快速的衰落 解决方法 微分集接收信号慢衰落产生原因 传播路径上地形 地物引起的局部中值的变化引起的衰落 衰落速度比快衰落慢的多 解决方法 宏分集接收 3 2 1传播路径与信号衰落 3 2移动信道的特征 3 2 2多径效应与瑞利衰落 移动无线信道是弥散信道 电波通过移动无线信道后 信号在时域上或在频域上都会产生弥散 本来分开的波形在时间上或在频谱上会产生交叠 使信号产生衰落失真 多径效应在时域上引起信号的时延扩展 使得接收的信号分量展宽 相应地在频域上规定了相关带宽性能 当信号带宽大于相关带宽时就会发生频率选择性衰落 多普勒效应在频域上引起频谱扩展 使得接收的信号产生多普勒频展 相应地在时域上规定了相关时间 多普勒效应产生的衰落是时间性选择衰落 图3 8移动台接收N条路径信号 移动台除了接收直射和地面反射信号外 还常受到各种障碍物和其它移动体的影响 到达移动台的信号是来自不同传播路径的信号之和 多径效应 多普勒频谱 由于移动用户与基站的相对运动 每个多径波都会有一个明显的频率移动 由运动引起的接收信号频率的移动称为多普勒频移f 时间色散 时间色散参数平均附加延时rms时延扩展最大附加延时扩展 XdB 相关带宽多径衰落下 频率间隔靠得很近的两个衰落信号存在不同时延 可使两个信号变得相关 这一频率间隔称为 相干 或 相关 带宽 Bc 相关带宽与时延扩展的关系 时间色散参数 平均附加延时 rms时延扩展 其中 最大附加延时扩展 XdB 高于某特定门限的多径分量的时间范围 即多径能量从初值衰落到低于最大能量 XdB 处的时延 典型的归一化时延扩展谱 多径时散参数典型值 市区最大时延为12us 郊区最大时延为7us 二者相差很大 这是由于市区建筑物远多于郊区的缘故 分析的结果对于30MHz以上频率而言 常和频率高低无关 因为30MHz以上频率的波长总是比建筑物尺寸要小 故对任何频率而言 建筑物可视为反射体 如果对任何频率而言 反射体数目一样的话 又由于电磁波均以光速传播 那么时延扩散就是相同的 衰落与频率的关系 判定 由信道和信号两方面决定 数字通信系统 信号带宽小于信道相关带宽Bs Bc 信号带宽远大于信道相关带宽Bs Bc 平坦衰落 频选衰落 码间干扰 频率色散 频率色散参数是用多普勒扩展来描述的 而相关时间是与多普勒扩展相对应的参数 相关时间是信道冲激响应应维持不变的时间间隔的统计平均值 即在此间隔内信道特性没有明显的变化 时间选择性衰落 时间选择性衰落是由多普勒效应引起的 并且发生在传输波形的特定时间段上 即信道在时域具有选择性 要保证信号经过信道不会在时间轴上产生失真 必须保证传输符号速率远大于相关时间的倒数 在现代数字通信中 根据经验关系常规定为 码元间隔大于信道相关时间Ts Tc 时选衰落 误码 由于地物 如建筑物和其他障碍物 的反射作用 接收信号场强矢量合成的结果形成驻波分布 即在不同地点的信号场强不同 当移动台在驻波场中运动时 接收场强出现快速 大幅度的周期性变化 这种变化称为多径快衰落 瑞利衰落分布在障碍物均匀的城市街道或森林中 在接收信号中没有视距传播的直达波时 信号包络起伏近似于瑞利分布 故多径快衰落又称为瑞利衰落 因此在移动无线信道中 常用瑞利分布来描述平坦衰落信号或独立多径分量接收包络统计时变特性 多径信道的统计分析 环境条件通常在离基站较远 反射物较多的地区 发射机和接收机之间没有直射波路径 存在大量反射波 到达接收天线的方向角随机且0 2 均匀分布 各反射波的幅度和相位都统计独立 Play 瑞利分布的概率密度函数如下图所示 莱斯衰落分布当接收信号中有视距传播的直达波信号时 视距信号成为主接收信号分量 同时还有不同角度随机到达的多径分量叠加在这个主信号分量上 这时的接收信号就呈现为莱斯分布 甚至高斯分布 当主信号减弱达到与其他多径信号分量的功率一样 即没有视距信号时 混合信号的包络又服从瑞利分布 所以在接收信号中没有主导分量时 莱斯分布就转变为瑞利分布 直射系统中 接收信号中有视距信号成为主导分量 同时还有不同角度随机到达的多径分量迭加于其上 非直射系统中 源自某一个散射体路径的信号功率特别强 Play 莱斯分布的概率密度函数如下图所示 注意 莱斯分布适用于一条路径明显强于其他多路径的情况 但并不意味着这条路径就是直射路径 在非直射系统中 如果源自某一个散射体路径的信号功率特别强 信号的衰落也会服从莱斯分布 抗多径衰落的措施 分集技术 空间分集 采用多副天线接收同一信号 极化分集 E H两个信号分别接收 频率分集 采用不同频率传送同一信号 跳频 时间分集 GSM系统中的交织技术 FEC交织 把突发的干扰转化为随机干扰 再用FEC纠错 从而提高抗多径衰落的能力 突发干扰 信码中有很长一段码均受到干扰随机干扰 信码中有一小段受到干扰 3 2 3慢衰落特性和衰落储备 由于移动台的不同运动 电波传输路径上受到建筑物及山丘等的不同地形 地物阻挡所产生的电磁场阴影效应而产生的损耗 这样引起的局部中值电平的变化比较缓慢 它反映了中等范围内数百波长量级接收电平的均值变化而产生的损耗 其变化率较慢故又称为慢衰落 慢衰落近似服从对数正态分布 其特点是衰落与无线电传播地形和地物的分布 高度有关 图3 11信号慢衰落特性曲线市区 郊区 图3 12慢衰落中值标准偏差 为了防止因衰落 包括快衰落和慢衰落 引起的通信中断 在信道设计中 必须使信号的电平留有足够的余量 以使中断率R小于规定指标 这种电平余量称为衰落储备 衰落储备的大小决定于地形 地物 工作频率和要求的通信可靠性指标 通信可靠性也称作可通率 并用T表示 它与中断率的关系是T 1 R 图3 13衰落储备量 移动信道特征小结 传播路径为多路径 信号存在衰落 多路径传播产生多径衰落 也称瑞利衰落 也是快衰落 一般可以采用分集接收加以解决 地形 地物等因素引起一种慢衰落 工程中均采用衰落储备加以解决 多径时散和相关带宽呈时频关系 平坦衰落和频率选择性衰落 Ts为信号周期 信号带宽Bs的倒数 是信道的时延扩展 Bc为相关带宽通常若 可认为该信道是频率选择性的 时间选择性衰落和非时间选择性衰落 Ts为信号周期 Bs信号带宽Tc为信道相关时间 BD为多普勒扩展 3 3陆地移动信道的场强估算 由于移动信道中电波传播的条件十分恶劣和复杂 要准确计算信号场强或传输损耗很难 通常采用分析和统计相结合的办法 通过分析 了解各因素的影响 通过大量试验 找出各种地形地物下的传播损耗与距离 频率 天线高度之间的关系 这节着重研究陆地移动信道场强中值的估算 先以自由空间传播为基础 再分别考虑各种地形地物对电波传播的实际影响 并逐一予以必要的修正 在信道设计中仍需留有足够的衰落储备 以保证通信的可靠性 3 3 2地形 地物分类 1 地形的分类 中等起伏地形 在传播径的地形剖面图上 地面起伏高度不超过20m 且起伏缓慢 峰点与谷点之间的水平距离大于起伏高度 不规则地形 其余地形 如丘陵 孤立山岳 斜坡 水陆混合地形等 基站天线若基站天线顶点的海拔高度为hts 从天线设置地点开始 沿着电波传播方向的3km到15km之内的地面平均海拔高度为hga 则定义基站天线的有效高度为 若传播距离不到15km hga是3km到实际距离之间的平均海拔高度 移动台天线移动台天线的有效高度hm总是指天线在当地地面上的高度 图3 22基站天线有效高度 hb 2 地物 或地区 分类 不同地物环境其传播条件不同 按照地物的密集程度不同可分为三类地区 开阔地 在电波传播的路径上无高大树木 建筑物等障碍物 呈开阔状地面 如农田 荒野 广场 沙漠和戈壁滩等郊区 在靠近移动台近处有些障碍物但不稠密 例如 有少量的低层房屋或小树林等市区 有较密集的建筑物和高层楼房 3 3 3中等起伏地形上传播损耗的中值 1 基准中值 基本中值 在计算各种地形 地物上的传播损耗时 均以中等起伏地上的市区 在标准天线高度下的损耗中值或场强中值作为基准 称作基准中值或基本中值 其余情形将在此基准上作修正 修正因子为实际场强中值与基准场强中值之差 2 市区传播损耗中值 传播损耗与传播距离d 工作频率f 基站天线高度hb 移动台天线高度hm等参数有关 传播损耗基准中值Am 给定基准天线高度 hb 200m hm 3m时得出的损耗基准中值即为Am dB Am随f d的增大而增大 如图3 23 图3 23中等起伏地上市区基本损耗中值 基站天线高度增益因子Hb当hb 200m时 用Hb来予以修正 hb 200m Hb hb d 0dBhb 200m Hb hb d 0dBhb 200m Hb hb d 0dB 移动台天线高度增益因子Hm当hm 3m时 用Hm来予以修正 hm 3m Hm hm f 0dBhm 3m Hm hm f 0dBhm 3m Hm hm f 0dB 图3 24天线高度增益因子 街道走向修正因子ka纵向路线 与电波传播方向平行 其场强中值大于基准场强中值 纵向路线场强修正因子 kal 0dB 横向路线 与电波传播方向垂直 其场强中值小于基准场强中值 横向路线场强修正因子 kac 0dB 注意 在分析具体街道时使用 综合上述因素 中等起伏地形市区的传播损耗中值为 LT Lfs Am Hb Hm ka 图3 25街道走向修正曲线 3 郊区和开阔地损耗的中值 图3 26郊区修正因子 郊区修正因子Kmr 与f d有关 L郊区 L市区 Kmr 图3 27开阔地 准开阔地修正因子 准开阔地修正因子Qr 与f有关 L准开阔 L市区 Qr 开阔地修正因子Qo 与f有关 L开阔 L市区 Qo 3 3 4不规则地形上传播损耗的中值 1 丘陵地的修正因子Kh 丘陵地的地形参数与地形起伏高度 h有关 丘陵地平均修正因子Kh0dB丘陵谷部 Khf 0dB 图3 28丘陵地场强中值修正因子 a 修正因子Kh b 微小修正因子Khf 2 孤立山岳修正因子Kjs弧立山岳地形的修正因子Kjs与d1和d2有关 其中 d1是发射天线至山顶的水平距离 d2是山顶至移动台的水平距离 图3 29中的Kjs是针对山岳高度H 200m所得到的场强中值与基准场强的差值 如果实际的山岳高度不为200m时 上述求得的修正因子Kjs还需乘以系数 计算 的经验公式为 式中 H的单位为m 图3 29孤立山岳修正因子 3 斜波地形修正因子Ksp 斜坡地形系指在5 10km范围内的倾斜地形 若在电波传播方向上 地形逐渐升高 称为正斜坡 倾角为 m 反之为负斜坡 倾角为 m 如图3 30的下部所示 图3 30斜坡地形修正因子 4 水陆混合路径修正因子KS 图3 31水陆混合路径修正因子 KS 0dB dSR d增大 KS增大 水面靠近移动台 KS大 水面靠近基站 KS小 3 3 5任意地形地区的传播损耗的中值 1 中等起伏地市区中接收信号的功率中值PP 式中 P0为自由空间传播条件下的接收信号的功率 即 2 任意地形地区接收信号的功率中值PPC 任意地形地区接收信号的功率中值是以中等起伏地市区接收信号的功率中值PP为基础 加上地形地区修正因子KT 即 地形地区修正因子KT一般可写成 根据地形地区的不同情况 确定KT包含的修正因子 例如传播路径是开阔地上斜坡地形 那么KT Qo Ksp 其余各项为零 又如传播路径是郊区和丘陵地 则KT Kmr Kh Khf 其它情况类推 任意地形地区的传播损耗中值 式中 LT为中等起伏地市区传播损耗中值 即 例3 2某一移动信道 工作频段为450MHz 基站天线高度为50m 天线增益为6dB 移动台天线高度为3m 天线增益为0dB 在市区工作 传播路径为中等起伏地 通信距离为10km 试求 1 传播路径损耗中值 2 若基站发射机送至天线的信号功率为10W 求移动台天线得到的信号功率中值 解 1 根据已知条件 KT 0 LA LT 式 3 68 可分别计算如下 由式 3 13 可得自由空间传播损耗 由图3 23查得市区基本损耗中值 2 中等起伏地市区中接收信号的功率中值 例3 3若上题改为郊区工作 传播路径是正斜坡 且 m 15mrad 其它条件不变 再求传播路径损耗中值及接收信号功率中值 3 4移动信道的传播模型 电磁波的传播模型通常是很复杂的 对不同的频段我们要选择不同的传播模型进行测算 以初步预测每个基站的发射覆盖区域和场强传播规律 达到网络投资最省 干扰最小的目的 研究电磁波在不同环境中的传播特性 选择恰当 合适的传播模型进行测算 对于做好移动通信网络的建设规划尤为重要 它将直接关系到网络建设成本的高低 关系到网络通信质量的好坏 下面对移动通信网络设计中涉及的几种传播模型进行简介 3 4 1传播损耗预测模型1 Hata模型 CCIR采纳的建议 适用于150 1500MHz频率范围根据3 3由Okumura曲线图所作的经验公式 以市区传播损耗为标准 并对其它地区进行修正 市区路径损耗的标准公式 在1km的情况下 预测结果和Okumura曲线模型非常接近 缺点 适合于小区半径大于1km以上的系统 在市区的中值路径损耗的标准公式 3 69 为 Lurban dB 69 55 26 16lgfc 13 82lghb a hre 44 9 6 55lghb lgdfc是在150 1500MHz内的工作频率 hb是基站发射机的有效天线高度 单位为m 适用范围30 200m 其定义为天线相对海平面高度hts减去距离从3km到15km之间的平均地面高度hga hre是移动台接收机的有效天线高度 单位为m 适用范围1 10m d是收发天线之间的距离 单位为km 适用范围1 10km a hre 是移动台接收机的有效天线高度的修正因子 小 中等城市 a hre 1 1lgfc 0 7 hre 1 56lgfc 0 8 dB 3 70 大城市 a hre 8 29 lg1 54hre 2 1 1dB fc 300MHz 3 71 a hre 3 2 lg11 754hre 2 4 97dB fc 300MHz 3 72 郊区的路径损耗 将式 3 69 修正为Lsuburban dB Lurban 2 lg fc 28 2 5 4 3 73 开阔的农村地带的路径损耗 将式 3 69 可以修正为Lrural dB Lurban 4 78 lgfc 2 18 33lgfc 40 94 3 74 2 COST 231 Walfish Ikegami模型欧洲研究委员会COST 231在Walfish和Ikegami分别提出的模型的基础上 对实测数据加以完善而提出了COST 231 Walfish Ikegami模型 特点 考虑到了自由空间损耗 沿传播路径的绕射损耗以及移动台与周围建筑屋顶之间的损耗 是从对众多城市的电波实测中得出的小区域覆盖内的电波损耗模式 通常认为是Hata模型在2GHz频段的有效扩展 已被用于微小区的实际工程设计 GSM1800MHz就采用这种计算模式 图3 32COST 231 Walfish Ikegami模型中的参数定义 a 模型中所用的参数 b 街道方位的定义 模型主要参数 建筑物高度hroof m 道路宽度w m 建筑物的间隔b m 相对于直达无线电路径的道路方位 该模型适用的范围 频率f 800 2000MHz 距离d 0 02 5km 基站天线高度hb 4 50m 移动台天线高度hm 1 3m 分视距和非视距两种情况 1 可视传播路径损耗Lb 42 6 26lgd 20lgf 3 75 式中损耗Lb以dB计算 距离d以km计算 频率f以MHz计算 2 非可视传播路径损耗Lb L0 Lrts Lmsd 3 76 式中 L0是自由空间传播损耗 Lrts是屋顶至街道的绕射及散射损耗 Lmsd是多重屏障的绕射损耗 屋顶至街道的绕射及散射损耗 基于Ikegami模型 的计算公式为 3 78 0 35 35 55 55 90 3 79 多重屏障的绕射损耗 基于Walfish模型 的计算公式为 3 80 式中 b为沿传播路径建筑物之间的距离 m Lbsh和Ka表示由于基站天线高度降低而增加的路径损耗 Kd和Kf为Lmsd与距离d和频率f相关的修正因子 与传播环境有关 以上参数的值如下 hb hroof hb hroof 3 81 hb hroof且d 0 5km hb hroof hb hroof且d 0 5km 3 82 hb hroof hb hroof 3 83 用于中等城市及具有中等密度树木的郊区中心 用于大城市中心 3 84 hb和hroof分别为基站天线和建筑物屋顶的高度 m hb为两者之差 hb hb hroof 3 85 3 f 1800MHz的传输损耗在同一条件下 f 1800MHz的传输损耗可用900MHz的损耗值求出 即 L1800 L900 10dB 3 86 一般来说 用COST 231模型作微蜂房覆盖区预测时 要详细的街道及建筑物的数据 不宜采用统计近似值 但在缺乏周围建筑物详细数据时 COST 231推荐使用下述缺省值 b 20 50m w b 2 90 hroof 3 楼层数 3 斜顶 或0 平顶 图3 33COST 231 Walfish Ikegami模型和Hata模型的比较 3 室内 办公室 测试环境路径损耗模型室内 办公室 路径损耗的基础是COST 231模型 定义如下 3 87 Lfs 发射机和接收机之间的自由空间损耗 Lc 固定损耗 kwi 被穿透的i类墙的数量 n 被穿透楼层数量 Lwi i类墙的损耗 Lf 相邻层之间的损耗 b 经验参数 表3 2对损耗分类的加权平均 室内路径损耗 dB 模型可用下面的简化形式表示 3 88 式中 d为收发信机的距离间隔 m n为在传播路径中楼层的数目 L在任何情况下应小于自由空间的损耗 对数正态阴影衰落标准偏差为12dB 总结 不管用哪一种模式来预测无线覆盖范围 只是基于理论和测试结果统计的近似计算 由于实际地理环境千差万别 很难用一种数学模型来精确地描述 特别是城区街道中各种密集的 不规则的建筑物反射 绕射及阻挡 给数学预测模型带来了很大的困难 因此 有一定精度的预测虽然可起道指导网络基站选点及布点的初步设计 但是通过数学模型预测与实际信号场强值总存在差别 由于移动环境的复杂性和多变性 要对接收信号中值进行准确计算是相当困难的 工程上的做法是 在大量场强测试的基础上 经过对数据的分析与统计处理 找出各种地形地物下的传播损耗 或接收信号场强 与距离 频率以及天线高度的关系 给出传播特性的各种图表和计算公式 建立传播预测模型 从而能用较简单的方法预测接收信号的场强 思考题与习题 1 试简述移动信道中电波传播的方式及其特点 2 试比较10dBm 10W及10dB之间的差别 3 假设接收机输入电阻为50 灵敏度为1 V 试求接收功率为多少dBm 4 在标准大气折射下 发射天线高度为200m 接收天线高度为2m 试求视线传播极限距离 5 某一移动信道 传播路径如图3 3 a 所示 假设d1 10km d2 5km 工作频率为450MHz x 82m 试求电波传播损耗值 6 某一移动通信系统 基站天线高度为100m 天线增益Gb 6dB 移动台天线高度为3m Gm 0dB 市区为中等起伏地 通信距离为10km 工作频率为150MHz 试求 1 传播路径上的损耗中值 2 基站发射机送至天线的功率为10W 试计算移动台天线上的信号功率中值 7 若上题的工作频率改为450MHz 试求传播损耗中值 8 假定f 1040MHz hm 1 5m hb 20m hroof 20m 平顶建筑 90 w 15m 试比较COST 231 Walfish Ikegami模型和Hata模型的预测结果 9 试画出典型多普勒谱 式 3 90 的波形 对该波形进行讨论 并证明其正确性 10 试给出COST 207在乡村地区下的信道仿真结果 结果中应包括输出的波形以及相应的功率谱 11 试比较COST 207和IMT 2000多径信道模型的异同点 12 在考虑天线的方向性时 信道模型需要考虑那些因素 Planet是由马可尼公司在Hata模型的基础上研发的无线网络规划软