并联MOSFET的漏电流动态仿真.doc

并联MOSFET的漏电流动态共享2008.8.1作者：Cesare Bocchiola, International Rectifier Pavia LLC并联HEXFET MOSFET中的动态电流共享问题多年前就已解决。关于MOSFET导通和断开现象，以及并联MOSFET作为其特性和外部布局功能的运转，相关资料都已详细说明。然而，这些研究提供的只是用于静态共享的闭合分析程式，而对于动态共享则建议使用半定量/图解分析程式。此外，这些程式包括一些近似值，不容易使用，并且未考虑所有参数值离散的影响。正确利用现代计算机辅助分析可以开发更加全面的和用户易操作的仿真工具。本文将介绍Matlab/Simulink模型，该模型允许模拟N个并联MOSFET的动态运转情况，在标准电脑上运行，并将结温方面的（一些）参数变化纳入考虑范围。模型特性该模型得到普遍采用尽管其最初开发目的是用于分析低压汽车应用逆变器支路，而在此情况下若干个MOSFET并联运行，用于增加逆变器的电流容量（如图1所示）。假定负载电流不变（因此由电流电源表示），当高L/R负荷（比如发动机的相位）是由以远高于L/R时间常量的切换频率运行的M相逆变器驱动时，通常会出现这种情况。起点是MOSFET模型，还有源电感和漏极电感。当考虑到现代逆变器时，Ls的作用可能与Ld的作用同样重要，特别是在使用SMD技术时。事实上，尽管源电感主要是由设备自身支配，并且不能低于特定值（通常是每设备5-10nH），但是Ld原则上可根据适当的用户安排“随意”减少。因此，在该模型中，Ld的影响忽略不计。我们使用一组等式对MOSFET进行建模，方法如下：等式1：等式1bis：等式1：等式3：等式4：等式5：等式1和1bis分别描述了作用区和欧姆区的传统MOSFET模型。等式2考虑了密勒效应。因为Ld忽略不计，所以模拟Vds动态（见等式5），其方法是假定使用总负载电流减去所有漏极电流的总和来对高端和低端Coss（MOSFET的输出电容）进行充电/放电（因此为2xNxCoss），这里的N是指并联MOSFET的数目。等式3是MOSFET栅极动态Kirchoff等式。Rg表示外部栅电阻，Rgi表示MOSFET内部栅电阻。为了简化起见，我们使用集合参数方法。最后，等式4考虑了温度的阈值电压变化。图2上半部分显示了完整的MOSFET模型（除等式5之外），而下半部分则显示了整个系统模型。在图1中，模型不代表整个逆变器支路，而只是MOSFET的“低端”或“高端”并联。这是合乎情理的，因为将要检测的是并联MOSFET之间的动态共享，而非检测整个逆变器支路的模拟状况。支路中MOSFET的“其它”并联行为稍后将在本文讨论。图2左上结构图显示，当外部R_C网络从MOSFET的栅极去除栅极驱动器耦合以降低变换速度并改进EMI时的栅极驱动器设计。图中显示了多个MOSFET。除MOSFET1之外，所有MOSFET彼此完全相等端。而MOSFET1的参数与其它MOSFET不同。左边的结构图系列表示等式5。负载电流在接通瞬间动态调整为Vds功能，以便将同一支路中的MOSFET并联体二极管恢复纳入考虑范畴，而这一支路正被断开。该示意图的底部显示了动态功率耗散和“功率耗散共享”计算。目前，该模型不能解释排放到源点和排放到栅极电压的内在MOSFET电容的动态变化。应用实例该模型用于模拟三相无电刷发动机驱动逆变器中彼此并联的七个IRF2807Z的动态共享。总电流（Iload）为300A，直流电压为48V56V。模拟的栅极电压波形与测量的波形完全一致，不同之处只是“平稳状态”区域的持续时间，该时间在模拟期间稍短，这是由于当前模型在准确表示Cxss动态变化方面的局限性所致。我们需要考虑三部分，其中阈值电压和导通阻抗RDS（因此Gf位于欧姆区域内）分配已在最后测试中测量。得益于栅极氧化层厚度的生成工艺控制，预计IR Trench MOSFET中的内部电容生产扩散可以忽略不计。另一方面，阈值电压和gfs中的扩散不能忽略。需要考虑下列Cxss值：Ciss = 3270pFCoss = 440pF（在0-60V Vds范围内的等效电容）Crss = 230pF阈值电压温度系数从数据表中获得，约为-9mV/C。在三个部分中阈值电压和gfs的最坏情况如图3所示。这些是在25C时的值。在该模型中，必须考虑阈值电压（Tji）和gfs（Tji），此处的Tji是平均稳态结温。另一个要考虑的问题是，是否需要同时考虑阈值电压和gfs最坏情况都蔓延的问题。通过仔细检查三部分的数据，就可发现这两个参数之间不存在特别关联。因此，最坏情况分析应考虑最低阈值电压/最高gfs和最高阈值电压/最低gfs的组合。图4显示了当采用最坏情况条件时的仿真结果。图4中，“powunb”表示动态功率耗散不均衡，适用于特定切换频率。该参数是通过将Vds(t)和Id(t)相加，然后用结果乘以Fsw得到的。因此，在仿真期结束时一定要读取它的值。在本例中，M1平均会比其他MOSFET多消耗112W。考虑其Rthjc（0.9C/W），这意味着大约相差100C。这一差别本身就使M1远远胜过Tjmax。此外，Tj的增加反过来将使阈值电压Vth1减少大约0.9V，从而进一步加剧不均衡的情况。通过利用Tj减少gfs，可部分抵消这一影响：a) RDS（on）随着Tj增加。这实际上减少了欧姆区的同等Gf。b) 如数据表所示，线性范围内的Gf也随着Tj的增加而减少。因为模型不允许合时仿真多个切换循环，因此不能强调温度失控问题的发生。所幸的是，可用另一种更加快捷的方式来检查失控的发生。任意Ploss都可产生一个Tj，它依次产生-Vth和-gfs。反过来，-Vth可产生一个正P变量，-gfs可产生一个负P。因此可产生一个反馈环路，其总体相位变化可能是正值，也可能是负值，取决于这两个参数变量（Vth或gfs）中哪个具有主导作用。总体环路增益是由以下提供：Gloop = (kVth*Ploss/Vth+kgm*Ploss/gfs)*Rthjc.通过多次运行模拟可获得部分衍生值，每次把一个参数的值改为新值是由前一次仿真计算的温度变化决定的。除了预测关于设备参数扩展方面设计临界点之外，该模型还可成功用于指出其他临界点，例如由于布局导致的额外源寄生电感，或者非最优化的栅极驱动级设计。众所周知，实际上，我们可日益提高接通和断开速度以及改善动态共享。该模型可迅速检验切换速度对动态电流共享的影响。结束语本文介绍了用于仿真并联MOSFET的漏源电流动态共享的模型。该模型尽管非常简单，并且提出了一定程度的近似法，但当若干个MOSFET并联放置时，该模型可用于快速识别可能发生的紧急状况，特别是在逆变器应用中。该模型已成功用于解决多项重大应用问题，其中包括由于非优化设计而产生的MOSFET严重损害问题。参考资料：1. International Rectifier AN941: Paralleling HEXFET Power MOSFETs2. International Rectifier AN947: Understanding HEXFET Switching Performance3. International Rectifier AN1001: A More Realistic Characterization of Power MOSFET Output Capacitance Coss4. J.B.Forsythe: “Paralleling of Power MOSFETs”; IEEE-IAS