载波相移技术__CPS-SWM.doc

青岛科技大学本科毕业设计（论文）1.绪论载波相移技术是一种适用于大功率变流器的优秀调制策略，能够在较低的器件开关频率下，通过组合装置中各变流器单元开关间的相互配合，实现较高等效开关频率的效果，不但使SPWM技术应用于特大功率场合成为可能。多电平电路是指其输出具有多个电平的大功率变换电路。和其它电路相比，多电平电路不是依靠高开关频率来实现谐波抑制的，而是通过特定的电路拓扑来提高电路的总容量和输出电压的总电平数，并使输出接近正弦波，从而实现扩大容量和抑制谐波的作用。由于其独特的优势，自其诞生的那天起，发展就十分迅速，现在已成为电力电子学科发展前沿之一。多电平变流器的拓扑结构多种多样，近年，多种新型拓扑不断涌现，但目前已经工业化应用的多电平变流器拓扑结构主要有三相中点钳位型和级联型两种，其中级联型拓扑又以易于模块化、直流侧相互独立等显著优点被人们广泛应用于各种大功率电力电子装置中。对于级联型变流器而言，目前广泛采用的开关调制技术是载波相移 SPWM 技术，该技术具有开关负荷均衡、谐波特性优越等优点，能在较低的开关频率下实现较高的等效开关频率的输出。载波相移 SPWM 技术在理论上和实践上取得了很多重要的成果，已经成为级联型多电平变流器的标准调制技术。当今，随着数字信号处理器(DSP)，现场可编程门阵列(FPGA)等数字控制芯片成本的降价，其应用也越来越广泛。数字控制以其灵活性等特点，在很多领域内正逐步取代模拟控制，成为控制系统的新趋势。因此，不久的将来，数字控制必然将在控制领域占据主导地位。随着数字控制技术的蓬勃发展，载波相移 SPWM 技术的数字化也成为了一种趋势。然而，在载波相移调制技术数字化的过程中，遇到了一个棘手的问题，即 PWM 脉冲发生器的问题。载波相移 SPWM 技术对 PWM 发生器数目的要求是极其庞大的。对于一个三相 2N+1 电平的级联型多电平变流器而言，采用载波相移 SPWM 调制时需要 6N 对互补的 PWM 驱动脉冲，即 6N 个 PWM 发生器。目前，常用的工业用的 DSP 芯片，如 TI 公司的TMS320LF2407和TMS320F2812，均只有6个能够生成互补脉冲的PWM1发生器，也就是说，以现有的硬件资源只能实现对三相三电平的控制。如果需要更多的 PWM 发生器，只能通过 FPGA 扩展实现。即便如此，数量庞大的 PWM 发生器依旧会占用大量的系统资源。为了改善和优化载波相移 SPWM 数字化实现面临的问题，本文将单极性 SPWM 技术引入到载波相移 SPWM 技术之中，提出了一种新型载波相移 SPWM 技术，简称CPS-SPWM技术。这种新型调制技术与传统调制技术相比，能够在不改变系统性能的情况下省去一半的 PWM 发生器。因此，新型载波相移 SPWM 技术节省了硬件资源，大大降低了系统的成本，对载波相移 SPWM 技术的数字化实现有着重要的理论意义和实用价值。载波相移SPWM技术主要是用于组合变流器或级联多电平逆变器，具有等效频率高，开关损耗低，大大减小了所需要的无源滤波装置的尺寸和容量；同时，相移SPWM组合变流器传输线性好，传输频带宽，容易引入一些优秀的控制方法。因此，CPS-SPWM技术在大功率场合得以广泛应用。相对于CPS-SPWM技术，CPS-SVM技术最初是建立在交流异步电机磁场理论基础上的一种调制策略，但随着技术的不断改进，逐渐成为一种能够普遍应用的PWM技术。它具有直流电压的利用率比SPWM提高15%；采用最小开关损耗时，开股器件的开关损耗降低1/3；调制方法便于和数字实现。但其不足是在多数情况下必须通过变压器或电抗器实现变流器单元间的联结，使其应用受到效率、体积和价格方面的限制。本论文主要通过对载波相移技术的理论研究，载波相移在载波相移SPWM技术中的具体体现和在三电平变流器中的应用，系统的介绍载波相移技术1.1移相载波技术的发展目前，大功率变流器主要包括普通变流器（又称为两电平变流器），组合变流器，多电平变流器。其中多电平变流器又分为二极管箝位型多电平变流器、电容箝位型多电平变流器和级联H桥多电平变流器。传统大功率变流器由于体积大、性能差以及对电网产生较多谐波，因此应用领域越来越多的受到限制。多电平变流器具有输出功率大、器件开关频率低、变流器等效开关频率高、输出谐波小、动态响应快、传输频带宽、电磁兼容性好等优点而得到人们的普遍关注。为满足大功率变流器的发展，人们引入了各种先进的控制策略，优化整个系统的性能指标。人们陆续的提出了载波相移SPWM技术（CPS-SPWM）和相移SVM技术(CPS-SVM)。近年来，正弦脉宽调制（SPWM）技术以其优良的传输特性成为电力电子装置中调制技术的基本方式。SPWM技术可以看成为一种采样技术。要求输出较好的反映输入的条件是，要有较高的采样频率。从频域模型上来看，SPWM的载波频率越高，载波谐波和边带谐波的次数越高，越容易滤除。但是，大功率器件（如GTO晶闸管、大功率IGBT、SITH等）的开关频率往往较低。因此，在一些特大功率场合，多重化和PWM技术的并用成为关键技术。在此背景下由张仲超教授和加拿大Boon-Teck Ooi教授提出了组合变流器载波相移SPWM（CPS-SPWM）技术。与SPWM技术相对应的电压空间矢量调制（SVM）技术是建立在交流异步电动机磁场理论上的一种调制策略，受CPS-SPWM技术启发，融合SVM方法而得到一种适合多电平变流器的空间矢量调制方法，得出了CPS-SVM。1.2载波相移技术的应用载波相移技术主要应用于大功率场合，如中高压电动机传动，、有源电力滤波、超导储能等场合,多重化或者多电平变流器与PWM技术往往需要配合使用。(1)载波相移技术在CPS-SPWM技术中的应用载波相移 SPWM 调制法的基本思想是 N 个串联的逆变器单元均采用低开关频率的 SPWM，具有相同的频率调制比 和相同的幅度调制比 ，并采用共同的正弦调制波信号，而各个逆变器单元的三角载波的相位角依次相差 360 / （N k），利用SPWM 调制的波形生成方式和多重化技术中的波形叠加结构产生载波相移 SPWM 波形。CPS-PWM技术可以在较低的开关频率下实现较高开关频率的效果，使SPWM技术应用于大功率场合成为可能，而且在提高装置的容量的同时，有效的减小了谐波的输出，提高整个装置的信号传输带宽。考虑到各种PWM技术在本质上的一致性，因此一些特性更好的PWM技术完全有可能被引入载波相移技术，也就是CPS-SPWM技术的拓展应用。(2)载波相移技术在CPS-SVM技术中的应用载波相移SVM简言之就是将各个变流器单元的采样时间错开。具体来讲，在组合变流器中，Lx个变流单元在相同调制比Kc、幅度调制比m下，进行SVM；各变流器单元采样时间相位差依次为2/（LxKc）。由于CPS-SVM技术尚存一定缺陷，这里只作简要介绍。1.3论文的主要内容本文在大量阅读国内外相关文献的基础上，提出了一种新型载波相移 SPWM 技术（CPS-SPWM）。本论文重点介绍了载波相移技术的基本原理，载波相移SPWM技术理论，自然采样中的对称规则采样和不对称规则采样，三电平以及载波相移SPWM在单相和三相三电平逆变器中的应用。最后，通过与传统载波相移SPWM技术相比总结了载波相移技术的优势和不足，提出一些其他的调制方法，并展望其发展前景。2.载波相移SPWM技术的理论研究CPS-SPWM技术是一种适用于大功率变流器的优秀调制策略，能够在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果，有效的减小输出谐波，提高了信号传输带宽。因此，CPS-SPWM技术在大功率逆变器中得以广泛应用。2.1载波相移SPWM技术的基本原理及简要数学分析载波相移SPWM技术实质上是SPWM技术与多重化技术的有机结合，下面将详细介绍载波相移技术的基本原理和简要数学分析2.1.1载波相移SPWM技术的基本原理图2-1组合变流器相移SPWM技术的原理载波相移SPWM技术的基本思想是：在变流器单元（指电压型三相六开关变流器）为N的电压型组合变流器中，各变流器单元采用共同的调制波信号Sm，频率为w。各变流器单元三角载波频率为，将各三角载波的相位相互错开三角载波周期的1/N，以二逻辑组合变流器相移SPWM为例，如图2-1a，（变流器单元数N=5,SPWM频率调制比Kc=3，幅度调制比=0.8）。图2-17b所示的N个变流器单元的输出。N个变流器单元的输出波形，如图2-17c所示。对输出进行频谱分析，变流器单元之一的输出波形的频谱如图2-17d所示，叠加后组合变流器输出波形频谱如图2-17-e所示。可见。叠加后谐波得到了有效抑制。2.1.2电压型SPWM波形的简单数学分析电压型SPWM的调制如图2-2a所示。三角载波与正弦调制波相比较，焦点作为开关点。以变流器直流侧电容中点N作为参考点，交流侧电压如图2-2b所示。SPWM输出幅值为变流器直流侧电压的1/2，记为E，正负两种电平，称为“二逻辑信号”。 、分别为调制波和调制载波的相位。T为调制波的周期。调制波信号表示为式中，为调制波频率；为调制波幅值，不大于三角载波幅值。三角波信号以c为脚标，幅值设为/2，频率为，相位为。图2-2 自然逻辑采样二逻辑SPWM调制对SPWM做二重傅立叶分析，得图2-18b所示的SPWM输出的傅立叶表达式为 （2-1）式中，幅值系数,除以上情况外均为0。1.基波分量 = （2-2） 2.载波谐波当K=m(m=1，2，3，,)时， （2-3） 式中，为零阶贝塞尔函数。当m为偶数时，=0，所以载波谐波的次数仅限于奇数次，如，3，5。载波谐波的相位与调制波的相位无关，仅仅取决于载波本身。3.边带谐波当K=m+n时（m=1，2，3，；n=） （2-4） 式中，为n阶贝塞尔函数。边带谐波的频率为、，其相位同时依赖于调制波相位和载波相位。2.13载波相移SPWM波形的简单数学分析假设由N个变流器单元构成的组合变流器，采用载波相移SPWM技术，其中第L个变流器单元输出波形的傅立叶级数展开为 （2-5）变流器单元的输出波形叠加后，总的输出为 = = = （2-6）在参考文献8,对式（2-6）进行了详细的数学分析，结论是组合变流器总输出的幅值系数除以下情况外，均为0.1.基波分析 = (2-7) 2.载波谐波当K=MN时，M=1，2，3，, (2-8) 3.边带谐波当K=MN+n时（M=1，2，3，；N=） （2-9） 可以看出，组合变流器的总输出是各单元变流器输出信号的代数和，传输功率比单个变流器提高了N倍，同时完全保留了单个变流器单元的传输特性。从上面的分析可以看出，N个变流器单元构成的组合变流器单元的传输特性。从上面的分析来看，N个变流器单元构成的组合变流器等效为一个较高载波频率的单个变流器，等效载波频率为 =N （2-10）也就是说，载波相移SPWM技术可以在较低的器件开关频率下实现较高开关频率的效果。2.1.4载波相移SPWM技术的扩展应用载波相移技术可以在较低的开关频率下实现较高开关频率的效果，使SPWM技术应用于大功率场合成为可能，而且在提高装置容量的同时，有效的减少输出谐波，提高整个装置的信号传输带宽。考虑到各种PWM技术在本质上的一致性，因此一些特性更好的PWM技术完全有可能被引入载波相移调制技术，即载波相移SPWM技术的扩展应用。比如谐波注入式SPWM技术，与常规SPWM技术在调制方法上完全相同，依照载波相移SPWM的实现方法，用谐波注入的调制波替换正弦载波进行调制，就可以实现载波相移的效果。2.2载波相移SPWM技术理论2.2.1调制原理CPS-SPWM是适用于大功率电力电子装置的开关调制策略，可以应用于组合变流器，也可以应用于多电平变流器。以图1-1b所示的组合变流器为例，CPS-SPWM技术的基本思想是：在变流器单元数为的电压型组合变流器中，变流器单元采用共同的调制波信号，其频率，各变流器单元的三角载波频率为，将各三角载波的相位相互错开三角载波周期的1/，即,如图2-19a所示（变流器单元数，频率调制比/=5，幅度调制比m=0.8）图2-3 CPS-SPWM原理图2-19b所示的个波形分别为个变流器单元交流输出叠加形成整个组合变流器装置的输出波形，如图2-19c所示。从图中可以看出，组合变流器总的输出波形更接近正弦波形，或者说，谐波分量较小，波形较好。下面通过数学分析的方法对CPS-SPWM技术进行定量分析。2.2.2CPS-SPWM波形的组成组合变流器由个变流器单元组合而成，采用CPS-SPWM技术对之进行调制，即个变流器采用共同的调制波，各变流器单元的三角载波相位均匀错开，则每个变流器单元输出波形的双重傅立叶级数均如式（2-5）所示。显然各变流器单元输出的傅立叶级数展开式的差别，仅仅在三角载波的初始相位的不同。第L个变流器三角载波的相位角为，相应输出波形的双重傅立叶级数表达式为 （2-11）由这个变流器单元输出波形叠加所得总输出波形的傅立叶级数为 （2-12）分析式（2-12）可以发现：1）当m为的整数倍时，存在下述两个等式： （2-13） （2-14）2）当m为其他整数时，存在下述两个等式： （2-15） （2-16）参考文献10给出了个变流器单元的输出波形叠加后的输出波形的傅立叶级数表达式： = (2-17)结合式（2-12）式（2-16），式（2-17）还可以写为（2-18） （2-18）从式（2-18）可以看出，CPS-SPWM总的输出信号经过双重傅立叶变换后所得的三部分分别是1.基波分量当K=1时，可得基波分量： = (2-19) 比较式（2-19）和式（2-7）可以看出，基波分量的幅值为单个变流器单元的倍，相位不变。2.载波谐波当K=m,m=1，2，3，4，时，可得载波谐波： (2-20) 从式（2-20）可以看出，最低次载波谐波出现在K=处，比较式（2-20）和式（2-8）可知，CPS-SPWM的等效开关频率提高了倍，且m为偶数时，载波谐波不存在。3.边带谐波当K=m+n时（m=1，2，3，；n=），可得边带谐波： （2-21） 从式（2-21）可以看出m+n为偶数时，边带谐波也不存在。综合上述分析，可以得出CPS-SPWM信号具备以下几个特点：1） 基波分量是单个SPWM波形基波成分的倍，也就是说CPS-SPWM在叠加后没有基波损失；2）次数最高的谐波群出现在附近，也就是说CPS-SPWM的等效开关频率提高了倍；换句话说，CPS-SPWM可以在较低的开关频率下，得到较高等效开关频率的输出，输出波形的谐波特性也因而大大改善；3）若m为偶数时，CPS-SPWM信号中将不含偶次谐波；4）m+n为偶数时，边带谐波不存在。2.2.3CPS-SPWM的等效载波频率由式（2-10）可知，个变流器单元叠加输出CPS-SPWM信号中的载波谐波位K=m，m=1，2，3，。由此可见，CPS-SPWM信号的等效载波频率为 = （2-22） 图2-4 单个模块和五模块叠加后频谱图2-4给出了单个SPWM信号和CPS-SPWM信号的频谱图。可看出，单个SPWM信号的最低谐波出现在18次左右，而CPS-SPWM的最低次谐波出现在72次左右，验证了等效开关频率提高为原来的4倍，低于72次的谐波基本被消除了。2.2.4CPS-SPWM组合变流器的线性度谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）的定义为 THD= （2-23）式中，和分别为基波分量有效值和i次谐波分量有效值。图2-5 居中传输线性度分析图2-5所示为SPWM信号基波幅值、THD与幅度调制比的关系曲线。有图可见，传统SPWM和CPS-SPWM的基波幅值和幅度调制比m基本上呈线性关系，这说明可以通过调节m来线性调节输出基波的幅值；幅值变化时，CPS-SPWM的THD基本不变且数值很小，而传统SPWM的THD却变化较大。这表明CPS-SPWM技术具有比传统PWM技术更优良的线性度，其线性度接近理想系统情况。2.2.5 CPS-SPWM的扩展应用经典的SPWM控制主要着眼于使逆变器的输出尽量接近正弦波，对电流波形一般只能采取间接控制。而异步电动机则需要输入电流尽量接近正弦波，从而在空间上形成旋转磁场，产生稳定的电磁转矩。如果着眼于这一目标，按照跟踪圆形磁场来控制PWM电压，那么控制效果就会更直接，这就是“磁链跟踪技术”的基本思想。磁链的轨迹是靠电压空间适量的叠加得到的，所以这种方法又叫做“电压空间矢量控制”，即SVM。若是将CPS-SPWM技术引入SVM技术中，就可得到CPS-SVM技术。CPS-SVM技术在消除和抑制谐波的效果上，有CPS-SPWM技术基本相同，但CPS-SPWM变流器元器件的开关平率要比CPS-SPWM变流器小33%，直流电压利用率药膏15%并且易于数字化实现，是一种前景看好的调制方法。2.3本章小结采用CPS-SPWM技术使SPWM技术应用于大功率场合成为可能。在这些场合，由于器件容量和器件频率的限制，传统的SPWM技术难以应用。已有的方法都是采用方波多重化的功率合成方法，这种方法虽然简单可靠，但是输出波形质量较差，而且对输出波形以及输出的有功功率、无功功率分量的调节能力差，也难以加入必要的控制来改善系统性能。CPS-SPWM技术能在较低频率下实现较高等效开关频率，通过递次谐波的相互抵消的方法有效减小了输出谐波，具有良好的谐波特性，和输出带宽，可以说是控制手段在大功率场合的一个重大突破。3规则采样和载波相移技术的数字化实现方法在论文中，需要用到三电平及多电平，在本章中我问先介绍多电平技术，再讲述载波技术的数字化实现。31三电平及多电平原理在多电平变流器的拓扑结构中，级联H桥拓扑结构相对于其他三种拓扑结构具有需要最少量的器件、不需要大量的箝位二极管和飞跨电容、易于模块化和采用软开关技术等优点，被认为是较适合于电网接口的变流器。因此我们在文中提到的多电平变流器主要是指级联H桥型多电平变流器。3.1.1级联H桥多电平变流器的基本结构级联H桥多电平变流器的基本结构包括两种：一种为三电平H桥（3-level H bridge，简称3-H桥）；另一种为五电平H桥（5-level H bridge，简称5-H桥）。其中，5-H桥包括二极管箝位型和电容箝位型两种。图3-1 3-H桥变流器的基本单元 级联3-H桥变流器的基本单元如图3-1所示，这个基本单元可产生三电平输出。同时导通当和导通或和导通时，产生两种相反的电平，另外当和或和导通时输出电平为零。级联3-H桥变流器的基本单元如图3-2所示，以二极管箝位型为例说明点评输出情况。a）二极管箝位型 b)电容箝位型图3-2 5-H桥变流器的基本单元图3-2a所示的5-H桥基本单元有全桥式中点箝位式电路组成，适当改变逆变器中IGBT的开关状态，a点和n点可跟、和相连。假设直流侧电压为2E，电容上的电压为的一半。5-H桥可以有五种不同的取值：-2E,-E,0,-E和2E。若将以上单元进行串联就会得到级联H桥变流器如图3-3图3-3 级联3-H桥变流器的电路结构级联3-H桥变流器有很多优点：获得同样电平数输出时，使用的元器件最少，容易实现电平数较高的输出；没各变流器单元的结构相同，容易进行模块化设计和封装；因为各变流器之间相对独立，所以可以较容易的引入软开关控制；直流侧的均压比较容易；各变流器单元的工作负载一致；电路设计可以使用功率单元旁路电路，从而使得控制系统可以在线切除故障单元，以保证系统继续工作。3.1.2级联H桥多电平变流器的改进型结构若各变流器单元的独立直流电源的电压值设为不同，分别取为E、2E、4E、E，则其输出的电平数就大幅度的增加到，这就是所谓的改进的级联H桥多电平变流器（Modified Cascade H Bridge Multilevel Converter） 图3-4 改进的级联H桥多电平变流器 图3-4为采用改进的两个单元的级联H桥多点平结构的GTO晶闸管和IGBT混合型逆变电路，其中=2=2E。图3-4所示的电路中，GTO单元承受高电压，IGBT单元承受低电压。适合这种拓扑的控制策略为：较高电压的GTO晶闸管单元以输出电压的基波频率为切换频率，而较低电压的IGBT单元则在较高频率下进行PWM控制，以此来改善输出波形。 3.2采样方法数字实现的简单介绍SPWM法的实现有多种方法，可以由模拟或数字电路等硬件电路来实现，也可以由微处理器运用软硬件结合的办法来实现。自然采样法如图4-4所示，通常是一个正弦波信号发生器产生可以调频调幅的正弦波（调制波）信号，再用一个三角波信号发生器产生可幅值不变的三角波（载波）信号，将两者进行比较，有交点来确定逆变器开关的转换。图3-5 自然采样法如图3-5所示，正弦波为MUsint，T为采样周期。有图可得式（3-1）、式（3-2），由此得到在一个采样周期T中脉冲宽度为式（3-3），这个脉冲宽度就是实际的脉冲宽度，如果用数字实现，则该脉宽要延迟到下一个采样周期才生效：=U（1+Msin） (3-1)=U（1+ Msin） （3-2） =+= U1+(sin+sin) (3-3)式中，M为调制幅度比；为正弦波角频率，、为正弦波与三角波两个相邻交点的时刻。式（3-3）是一个超越函数。、不但与频率调制比K=T/(为正弦波的周期)有关，而且是幅度调制比M的函数，求解、与M的关系也相当麻烦。由数学推到得到的数学模型并不适合于由微机实时控制，因而自然采样法通常由模拟电路实现。随着数字控制技术的发展，相应产生了规则采样法。数字控制中的规则采样法分为对称规则采样法和不对称规则采样法两种3.2.1对称规则采样图3-6对称规则采样法与不对称规则采样法数字实现示意图a）对称规则采样法 b）不对称规则采样法对称规则采样法如图3-6a所示。计数器在时刻达到0值，此时对正弦波进行采样，将该正弦波数值代入式（3-3）计算出脉冲宽度，等待下一个周期开始的时刻加载，在下个周期中产生对称脉宽=，而整个脉宽为=+。对称规则采样法是用处于两个自然采样值之间一个特殊的时刻点的采样值来近似两个自然采样值，这样对于处理器而言，避免了超越方程，节省了运算时间，提高了运算速度。但由于对采样点进行了近似，数据少了一半，牺牲了很大的精度。数学模型可用式（3-4）表示: = U(1+Msin) （3-4）3.2.2不对称规则采样不对称规则采样法，如图3-6b所示。在计数器的下溢值时刻采样，在半个周期后的时刻加载，在第二个周期中产生宽度的脉冲；在计数器到达周期值时刻时第二次采样，到时刻加载，在第二个周期中产生宽度的脉冲，很明显，而在一个周期的脉冲宽度由和拼凑而成，即=+，显然更接近实际脉冲宽度。由图中的相似三角形关系可得两次采样时刻的数学表达式：= U(1-Msin) （3-5）= U T- (1-Msin) （3-6） =-= U 1+(sin+sin) (3-7)有式（3-7）可见，不对称规则采样一个开关周期的脉冲宽度仍由式（3-3）决定，只不过用特殊点来接近自然采样点和，比规则采样多了一倍的采样点，多了一倍的数据量，因而更接近自然采样结果。3.3基于TMS320LF2407的载波相移技术的数字化实现脉宽调制技术在电力开关变流器中的应用越来越广泛。PWM技术本身也在不断发展，在传统二逻辑PWM的基础上，又逐渐发展出三逻辑PWM和多逻辑PWM。多逻辑PWM往往那个可以通过多路的二逻辑PWM来合成。一般地，单相N电平变流器需要的开关数目为2（N-1），三相N电平变流器需要的开关数目为6（N-1）。对于单相逆变器TMS320LF2407最多能够为七电平逆变器提供PWM脉冲；对于三相逆变器TMS320LF2407最多能够为三电平逆变器提供PWM脉冲；当需构造多路PWM波形产生器时，一般采用数字信号处理器（Digital Signal Processor，DSP）和现场可编程门阵列（Field Programmable Gate Array，FPGA）。本论文主要采用TMS320LF2407（DSP）的方法实现为三相三电平变流器。3.1基于TMS320LF2407的单相三电平变流器的CPS-SPWM技术的实现方法TMS320LF2407能够为单相七电平以下和三相三电平的多电平变流器提供PWM脉冲，以下介绍其基本工作原理图3-7 三相三电平H桥变流器结构如图3-7所示的三相三电平H桥变流器由A相H桥、B相H桥和C相H桥组成。下面以A相H桥为例来说明三相三电平H桥变流器CPS-SPWM技术的具体实现方法。图3-8 A相H桥对应CPS-SPWM技术实现的原理图图3-8所示为A相H桥对应CPS-SPWWM技术实现的原理图。采用两列幅值相等、相位相反的三角波与，分别与统一列调制波进行调制。 三角载波与调制波相比较所得驱动信号g1来驱动左半桥上开关管，与g1互补的驱动信号g4来驱动左半桥的下开关管；三角载波与调制波相比较所得取反后的驱动信号g2来驱动右半桥上开关管，与g2互补的驱动信号g3来驱动右半桥的下开关管。B相H桥和C相H桥相应的CPS-SPWM方法与A相H桥的调制方法类似，A相、B相和C相所采用的载波均为同一列载波，只是B相H桥、C相H桥的调制波信号分别滞后A相调制波信号、。3.4本章小结本章首先介绍了三电平和多电平技术，在此基础上系统的讲述级联H桥的原理和构造。然后，讲述了自然采样中的对称规则采样和不对称规则采样，接着，阐述了基于TMS320LF2407的单相三电平变流器的CPS-SPWM技术的实现方法。对于载波相移技术的数字化实现方法，采用正弦脉宽调制时，目前大多数数字控制为降低对微处理器的要求，通常采用数据量较少的堆成规则采样法，。但不对称规则采样法，由于精度的提高有效的减少了谐波含量。如果需要更多的 PWM 发生器，只能通过 FPGA 或DSO+FPGA的方式来实现。4.CPS技术在三电平变流器中的应用4.1CPS-SPWM技术在电压型级联H桥三电平变流器中的应用本论文主要研究CPS-SPWM技术在电压型级联H桥变流器的应用主要是在实验的基础上讨论CPS-SPWM技术在单相和三相逆变器中的作用4.1.1单相三电平变流器图4-1 单相三电平级联H桥拓扑单相三电平级联变流器的拓扑结构如图4-1所示。整个系统为基本逆变模块，由四个带有反并联二极管的功率开关和一个直流侧电容构成。对于单模块级联H桥拓扑，应用CPS-SPWM方法时，需要两列载波，产生四路脉冲信号来驱动功率管，得到三电平输出。具体的控制信号时序图如图5-3所示。图中以正弦波大于三角波给出高电平脉冲（即所谓低电平有效），即在时给WG_1导通信号，在时给WG_11导通信号，可见WG_1与 WG_11信号互补。同理。图4-2 单相三电平信号时序图、两列载波分别对应一个桥臂，它们与调制波相交后高电平按时序给、，其互补信号分别给、。配情况见表5-1表4-1 单相三电平信号分配表开关管信号开关管信号WG_1WG_21WG_11WG_24.1.2单相三电平变流器的仿真仿真中，PWM信号发生部分的幅度调制比为0.9，频率调制比为21，调制波频率为50Hz，则载波频率为1050Hz。非线性电阻负载由26mH电感与40电阻组成，单模块H桥交流侧由7mH电感与20电阻组成。1） 查表图4-3 单相三电平标准正弦波查表实验波形图4-3所示为单相三电平标准正弦波查表的实验波形。取H模块直流侧电压为75V。可以看到信号发生部分发出的三电平SPWM信号的周期为20ms，在此信号驱动下，H桥发出的电流波形周期与PWM信号一致，且相位对应良好。由于H桥交流侧为阻感性，故电流有一定的纹波含量。2）标准正弦波采样图4-4 单相三电平逆变器标准正弦波采样的实验结果单相三电平逆变器标准正弦波采样的实验结果如图4-4所示。可以看出系统发出的SPWM信号波形与所采标准正弦波型周期均为20ms，由于DSP采样运算需要时间，所以两者在相位上有一定偏差。4.1.3三相三电平变流器图4-5 Y联结的三相三电平变流器拓扑如图4-5所示为采用Y联结的三相三电平变流器拓扑结构。每相有一个三电平级联变流器模块构成，电路有三个模块，每个模块有独立的直流电源。这种结构为三相分相控制提供了基础。由于每相有四个开关管，故需要发出12路PWM脉冲信号来实现对三相三电平的控制。图4-6所示为采用CPS-SPWM方法的三相三电平的控制信号时序图，其中，调制波为三相正弦波，两列载波与它们分别相交产生三相的控制信号。调制过程采用低电平有效，以为例，在时给WG_a1导通信号，在时给WG_a11导通信号。其余信号同理。图4-6三相三电平控制信号时序图 以A相为例，信号分配情况为: 、两列载波分别对应A相的一个桥臂，它们与调制波A相交后高电平按时序给、，其互补信号分别给、。B、C两相信号分配同A相。具体的信号分配见表5-5表4-2 三相三电平信号分配表A相B相C相开关管信号开关管信号开关管信号WG_a1WG_b1WG_c1WG_a11WG_b11WG_c11WG_a2WG_b21WG_c21WG_a21WG_b2WG_b24.1.4三相三电平变流器的仿真1)查表（标准正弦波表）仿真中，PWM信号发生部分的幅度调制比为0.9，频率调制比为21，调制波频率为50Hz，则载波频率为1050Hz。非线性电阻负载由26mH电感与40电阻组成，单模块H桥交流侧由7mH电感与20电阻组成。图4-7 三相三电平查表波形A）DSP发出的三相脉冲 b）三相H桥发出的电流三相三电平标准正弦波查表实验结果如图4-7。实验中，每相的H桥直流侧电压为70V，可以看到系统发出的三相三电平SPWM信号周期为20ms，且在相位上互差三分之一周期。符合三相相位规则；H桥发出的电流是周期为20ms的三相正弦波，与信号一致。但由于死去效应，三相电流在过零点都有少许畸变，且由于H桥交流侧为阻感性，电流有一定的纹波含量。2)标准正弦波采样三相三电平标准正弦波采样的实验中，每相H桥直流侧电压为75V。图4-8）所示为三相标准正弦波和系统发出的三相三电平SPWM控制脉冲，对比两者可看出，两者对应良好，效果很理想。图4-8 三相三电平正弦波采样信号波形a）三相标准正弦波 b）DSP发出的三相脉冲图4-9三相三电平正弦比采样实验波形图4-9所示为三相三电平SPWM脉冲控制下，级联型三相三电平变流器发出的电