单级放大器知识讲座(doc 26页).doc

此资料来自 台商讯息网, 大量管理资料下载单级放大器由于模拟或数字信号太小而不能驱动负载等，在模拟电路中就必须采用放大器对信号进行放大。在本章中重点描述五种放大器结构：共源、共栅、源极跟随器和级联结构以及CMOS放大器。对于每一种结构，先进行直流分析，然后进行低频交流小信号分析。分析方法一般都先采用一个简单模型进行分析，然后逐步增加一些诸如沟道调制效应、衬底效应等二阶效应的分析。放大器的性能指标有：增益、速度、功耗、工作电压、线性、噪声、最大电压摆幅以及输入、输出阻抗等。其中的大部分性能指标之间是相互影响的，因而进行设计时必须实现多维的优化。3.1共源放大器所谓共源放大器是指输入输出回路中都包含MOS管的源极，即输入信号从MOS管的栅极输入，而输出信号从MOS管的漏极取出。根据放大器的负载不同，共源放大器可以分为三种形式：无源负载共源放大器及有源负载共源放大器。3.1.1无源负载共源放大器无源负载主要有电阻、电感与电容等，这里主要讨论电阻负载与电感电容谐振负载时共源放大器的特性。1电阻负载共源放大器电阻负载共源（CS）放大器结构如图3.1(a)所示。对此进行直流分析（确定工作点）与低频交流小信号分析。对于共源放大器，根据第二章的分析，对于低频交流信号从栅极输入时，其输入阻抗很大，所以在分析时可不考虑输入阻抗的影响。（a） (b)图3.1(a)电阻负载的共源级(b) 深三极管区的等效电路（1）直流分析先忽略沟道调制效应，根据KCL定理，由图3.1(a)可列出其直流工作的方程：（3.1）而当VGSVth时，MOS管导通，根据萨氏方程有：（3.2）把式（3.2）代入式（3.1）中，可得到其直流工作方程为（注：VGSVi，VDSVo）：（3.3）对方程（3.3）进行进一步的讨论：截止区：ViVth，则VoVDD；饱和区：ViVth，且Vi-VthVo时，有：（3.4）三极管区： VoViVth，有： （3.5）深三极管区：Vo2（ViVth），根据第二章可知，此时M1可等效为一压控电阻，因此可得到如图3.1（b）所示的等效电路，则有： (3.6)根据以上分析，可以得到共源放大器的直流转换特性曲线，即Vo与Vi的关系曲线如图3.2（a）所示。对于放大器而言，必须先确定其直流工作点，即必须先把放大器合理地偏置在某一电压，以得到合适的电压放大增益以及输入输出压摆。(a) (b)图3.2(a) 输入输出转换特性 (b) 直流工作情况图解直流工作点的确定可用图解法进行求解：先画出MOS管的输出特性（I/V特性）曲线，同时在同一图上画出其直流负载线，则直流负载线与MOS管的I/V特性曲线相交的交点即为其直流工作点。对于电阻负载放大器，根据式（3.1）可以很直接画出其直流负载线，其直流负载线为一直线，其直线可由与横轴与纵轴相交的两点来确定，如图3.2（b）所示。因为在三极管区的三极管的跨导较小，不利于提高放大器的小信号增益，因此，经常使三极管工作于饱和区，即VoViVth。在设计放大器时以保证工作管处于饱和。由图3.2(b)可以很直观地发现，直流工作点不能设置得太高，因为太高时，容易进入三极管区，从而减小了放大器的增益，也即减小了输入输出的压摆。当然，直流工作点也不能设置得太小，因为这会使MOS管进入截止区，进而使放大器不能工作，因此直流工作点太小，其输入输出电压的摆幅也很小。所以此类电路的直流工作点位置的确定与电路的输入输出摆幅直接相关。（2）交流小信号分析忽略沟道调制效应，并根据MOS管的交流小信号模型，图3.1（a）中的电路可等效成如图3.3所示的小信号等效电路。图3.3饱和区的小信号模型则根据基尔霍夫定理（KCL定理），由图3.3可以直接得到：（3.7）所以该放大电路的电压增益为：（3.8）上式中的负号表示输出电压与输入电压的变化极性相反。根据第二章跨导gm的表达式可把（3.8）式重写为： （3.9）上式中VR是指M1的漏极电流在电阻R上产生的压降。因此，由式（3.8）与式（3.9）可看出，提高Av的方法有（其它参数不变只改变某一参数）：1） 提高跨导值：增大KN即增大W/L，缺点：会导致大的器件寄生电容。2） 增大负载电阻R，因此在同样的ID时VR也相应增大，缺点：会减小输出电压摆幅（因为输出的最小电压为VDDVR）以及输入信号范围（M1工作在饱和区的条件是VDDVRViVth，当VR增大时，Vi必须减小以确保M1工作于饱和区）。3） 减小ID，但注意要同时增大负载电阻以保证VR为一常数，缺点：导致输出节点存在大的时间常数，减小了带宽。因此，该电路在增益、输入输出电压摆幅、带宽之间必须进行合理的折衷。（3）考虑沟道调制效应直流分析考虑沟道调制效应时，其直流工作特性方程为：（3.10）对于图3.1（a）所示的电路，在考虑沟道调制效应时，其直流负载线仍是与图3.2（b）所示的一条直线，但根据第二章的内容可知，在考虑沟道调制效应时，其输出特性曲线是一条与VDS成一定角度的斜线而不是一条水平线，所以对于此类情况，图解法求解其直流工作点时，只需将图中的水平线用一条具有一定斜率的直线来替代即可。交流分析考虑沟道调制效应的交流小信号等效电路如图3.4所示。图3.4考虑沟道调制效应的共源级小信号等效电路根据KCL定理可以直接得到交流小信号电压增益为：（3.11）由于，故有： （3.12）由式（3.12）可以看出：考虑沟道调制效应时，其交流小信号增益减小，并且R值越大，M1的沟道调制效应越明显。由以上分析可看出，这种放大器具有如下特点：1） 该放大器电路的输出阻抗小，电压增益小；2） 若通过增大电阻R来提高小信号电压增益，则必然使M1很快进入线性区；3） 该电路一般只用作低增益高频放大器（因为电阻R的寄生电容远小于电流镜等有源负载的寄生电容）。4） 电阻R的工艺误差接近20%，所以该电路的增益误差较大，即易产生非线性失真。2 LC谐振器负载以LC谐振器作为共源放大器的负载的电路结构如图3.5所示，并且图中所示的电容C包括了M1的寄生电容。图3.5带LC谐振器负载的共源放大器其直流分析与交流小信号分析同3.1.1节相似，其中负载R用jL+(1/jC)替换，所以此电路在忽略沟道调制效应时的电压增益为：(3.13)而在考虑沟道调制效应时的电压放大增益为： （3.14）由上式可以看出，在频率时，该电路的电压增益为最大，即为本征增益。而在其它频率处增益下降。由于LC谐振器的选频特性，该放大器具有如下的性质：1) 这是一个窄带放大器或称为调谐放大器，其频率由LC谐振的频率决定。2) 这是一个选频的带通放大器。带通的中心频率即为LC谐振频率。3) 若L是片上电感，其电感量很小，其LC谐振频率就很大，一般要达到GHz量级，即此时该电路只对GHz的射频信号起放大作用。3.1.2有源器件作为负载由于采用电阻负载时存在的缺点，特别是电阻阻值的误差较大，而且大阻值的电阻所占用的芯片面积也较大，所以经常用有源负载代替。而根据第二章的内容可知，有源负载主要包括了二极管连接的MOS管以及栅接固定电位的MOS管。1以二极管连接方式为负载的共源级带二极管负载的共源放大器的电路结构如图3.6所示。即用一个二极管连接的MOS管来替代图3.1（a）中的R。图3.6 采用二极管连接的负载的共源级（1）直流分析先忽略M1的沟道调制效应，在直流条件下，根据饱和萨氏方程有： (3.15)而由图3.6可以得到：（3.16）由式（3.15）可画出其直流负载线，如图3.7所示，直流负载线与M1的I/V特性曲线相交之处的VGS即为其直流工作点。图中M点的值为：，而N点的值为：VDDVth2。图3.7二极管连接的NMOS管作为负载的直流工作情况图解对式（3.16）进行进一步分析可得：截止区：ViVth1，且VoViVth1，则M1与M2的电流应相等，故根据饱和萨氏方程有：（3.17）把代入上式得：（3.18）由上式可知，在饱和区，如果忽略M2的体效应，则该电路具有线性的输入输出特性，输出电压Vo随Vi的上升而近似成线性减小。线性区：ViVth1，且VoViVth1，则有：（3.19）深三极管区：M1可等效为一压控电阻，所以：（3.20）上式中ID2是指M2的漏极电流，也即流过M1的电流，而Ron2则是指M2的等效阻抗。根据以上的分析，可以得到其转移特性，如图3.8所示。图3.8图3.6电路的输入输出转换特性曲线(2)交流小信号分析当M1工作在饱和区时，可以得到其等效小信号模型如图3.9所示，图3.9图3.6的交流小信号等效电路则根据KCL定理，有：（3.21）上式中，把跨导公式代入上式，且由于ID1ID2，则可得到：（3.22）由上式可以看出，该放大器的小信号增益是器件尺寸的弱相关函数，增益相对稳定，输入输出特性的线性度较好。因此，带二极管式负载的共源级的电压增益与器件尺寸间的关系是两个MOS管之间宽长比之比，而与它们之间的几何尺寸无直接关系，这样所设计的放大器的增益在工艺实现时可以比较精确。由于用NMOS的二极管连接存在着衬偏效应，降低了放大器的交流小信号增益，如果采用PMOS来实现图3.6中二极管连接的负载，如图3.10所示，则不存在衬偏效应。图3.10采用二极管连接的PMOS负载的共源级忽略沟道调制效应，则其交流小信号电压增益为：（3.23）对图3.10的电路进行进一步分析可知：，即有：（3.24）由此可得： （3.25）由上式可知：此类电路的电压增益为两MOS管的过驱动电压之比，因此对于较高的电压增益，M2的过驱动电压就较大，而输出电平为：，因而会严重限制输出压摆。对于此类电路输出的最高电平为，这是由于要使M2导通，VGS2的最小电平为Vth2。同理，因为，电路的电压增益可写成： （3.26） 以上的分析忽略了沟道调制效应，在实际电路中是不能忽略的，因此必须考虑沟道调制效应的影响，此时电路的增益为： （3.27）所以在考虑沟道调制效应后，其交流小信号电压增益减小了。2电流源负载的共源放大级CMOS放大器 实际工作中需要单级放大器有大的增益，由Av=gmR可看出，提高增益的一个有效途径就是增大共源级负载，而由前面的讨论可知：直接增大电阻或以二极管连接式负载来增大负载电阻时限制了输出电压摆幅。本节讨论一个更有效的提高增益的方法，即用电流源作为负载，如图3.11所示。由第二章的内容可知一个工作于饱和区的MOS管可以作为一个恒流源，因此图3.11中的M2应工作于饱和区。图中放大器是由PMOS管与NMOS管构成，故也称为CMOS放大器。图3.11采用电流源负载的共源级（1） 直流分析对于工作于饱和区的PMOS管，它的等效阻抗很大，其值为：r0=1/ID，如同带电阻的共源放大器一样以r0替代电阻R就可得到其直流负载线，进而得到直流工作情况图解（略）。为了得到其转移特性曲线，进行进一步分析：截止区：ViVth1，M1的漏极电流为0，故VoVDD。饱和区：当ViVth1时，M1导通且处于饱和区，随Vi继续增大，输出电压Vo下降，当通过M1与M2管的电流等于参考电流IR时，M2管从线性区进入饱和区，M1与M2均工作于饱和区，此时有：（3.28）线性区：随Vi继续增大，Vo迅速下降，当ViVoVth1时，M1进入线性区，输出电压Vo下降到M1管的饱和压降VDsat1。上述直流分析的结果可以用如图3.12所示的转移特性曲线表示。图3.12 CMOS单级放大器的转移特性曲线（2）交流小信号分析图3.11所示电路的交流小信号等效模型，如图3.13所示。图3.13饱和小信号等效电路由于从输出节点观察其总的阻抗等于，所以该电路的增益可直接得到：（3.29）由上式可以发现：工作电流ID减小，电压增益Av增大，且其值可达500至2000，这是因为M1、M2的输出阻抗与ID成反比，而跨导gm1只与ID的平方根成正比的缘故。当电流下降到使MOS管处于亚阈值区时，gm1将与漏极电流成正比（而MOS管的输出阻抗与漏极电流成反比），因此，此时CMOS放大器的电压增益与工作电流的变化无关。该结果可用图3.14表示。图3.14 CMOS单级放大器的Av与ID的关系曲线此类电路较好解决了电压增益与输出摆幅之间的矛盾：l 对于电流源M2：由上图3.11可以看出，故减小M2的过驱动电压就可增大该电路的输出摆幅，而根据萨氏方程可知，在保持电流恒定的前提下要提高过驱动电压只需通过增大M2管的宽长比实现，同时由式（3.29）可以发现提高增益可以通过提高M2的输出电阻实现，即可通过增大M2的长度以得到较小的值，所以采用提高M2的宽长比即可提高增益又可提高输出摆幅。但由于大器件的M2会引入大寄生电容，从而影响放大器的频率特性。l 对于放大管M1：由式(3.29)可以看出它从两方面影响电路的增益：跨导与输出电阻，通过增大M1的沟道长度以减小它的值以获得大的输出电阻，但同时要按比例增大M1的宽度以保证在给定电流下M1的过驱动电压为一恒定值，即保证了输出摆幅；同时器件的跨导与宽长比成正比关系，若只增大M1的长度会降低它的增益，所以器件宽度要同时增大。同理这样也会引入大的寄生电容。另一方面因为：（3.30）则当L1增大而W1保持不变，则由于L变化引起的变化比gm变化大得多，即L增大则增益上升，同理，ID增大时，gmro减小。 总之，采用电流源作为负载的共源放大电路很好地解决了增益与输出电压摆幅之间的矛盾，缺点是会引入大的寄生电容，影响电路和频率特性。3推挽式CMOS放大器图3.15是推挽式CMOS放大器。图3.15 推挽式CMOS放大器该电路的传输特性与图3.12相同，但饱和时电路的小信号电压增益则不同，其交流小信号等效电路如图3.16所示。图3.16推挽式CMOS放大器的等效电路上图中，根据KCL定理，可得到其交流小信号电压增益为：（3.31）上式表明：推挽式CMOS放大器具有较高电压增益，也可达500至2000，并且电压增益与工作电流ID的平方根成反比。由于沟道调制系数与沟道长度L成反比，而KN（或KP）与（W/L）成正比，所以由式（3.31）还可以看出此类电路的增益与MOS管的面积的平方根成正比。4线性区MOS管负载的共源放大器以线性区MOS管为负载的共源放大器的基本电路如图3.17（a）所示。(a) (b)图3.17工作在线性区的MOS为负载的共源级假设图3.17(a)中的M2工作于深三极管区，则由第二章可知，M2可等效为一个电阻，其阻值为： （3.32）所以图3.17（a）所示的电路可等效成如图3.17（b）所示的电路，由此可以直接得到该电路的交流小信号电压增益为：（3.33）此类放大器的优点是：可以获得最大的输出电压摆幅，因为深三极管区的MOS管的漏源电压为最小，即。 而其缺点为：1） 该电路的增益较小，因为在三极管区的MOS管的通态电阻较小。2） 由于Ron2的值与pCox，Vb，VthP相关，而pCox，VthP随工艺、温度而变化，故Ron2的值也与工艺及温度相关，使得增益不稳定，而产生非线性误差。3） 为了产生Vb的精确的值则需额外的辅助电路。所以该电路在实际电路设计中不常使用。3.2源极跟随器源极跟随器也称为共漏级放大器，电路结构特点是信号在栅极输入而在源极输出。同共源放大器一样，其输入阻抗对于低频小信号而言为无穷大。下面仍以不同的负载对该类电路进行分析。3.2.1电阻负载源极跟随器1直流分析图3.18（a）是以电阻为负载的源极跟随器的基本电路图。 (a) (b)图3.18(a)源跟随器(b)输入输出特性曲线根据KCL定理，忽略衬底效应，由图3.18（a）可以得到方程：（3.34）即有：（3.35）由式（3.35）可直接得到其直流负载线（略）。根据萨氏方程有：（3.36）下面对此进行详细分析：截止区（ViVth且VDS不小于过驱动电压）：根据饱和萨氏方程有： （3.37）即Vo随Vi的增大而增大。线性区：只有VDSVGSVth，即VDDViVth时才进入线性区，这就要求Vi高于工作电源电压，所以一般不用考虑。由以上直流分析结果可以得到其输入输出转移特性曲线，如图3.18（b）所示。 2交流小信号分析考虑衬底偏置效应，图3.18(a)中电路的小信号等效模型如图3.19所示， 图3.19源跟随器的小信号等效电路根据KCL定理有： （3.38）V1ViVo （3.39）Vbs=Vo （3.40）联合以上三式求解，可得到：（3.41）对上式进行分析可得到：1）电压增益在ViVth (gm0)时为0并单调上升。2）当Vi足够大，即gm足够大时，则其交流小信号电压增益可近似表示为： （3.42）3）由于本身随Vo上升变化减缓，Av最终将会变为1。以上结果可用图3.20表示出来，由于其交流小信号电压增益接近于1，所以称之为跟随器。图3.20源跟随器电压增益和输入电压之间的关系3.2.2 电流源负载源极跟随器通过以上的分析可知，对于电阻负载的源极跟随器，由于放大管M1的漏极电流与输入直流电平紧密相关，从而导致放大管的跨导的变化，即Vi变化时会导致电路增益的非线性。为了减小非线性，使放大管的漏极电流基本保持恒定，所以采用电流源作为其负载构成源极跟随器，如图3.21(a) 所示，图3.21(b)是电流源的一种具体实现，即用工作在饱和区的NMOS管构成电流源。(a) (b)图3.21（a）电流源为负载的源极跟随器（b）NMOS管电流源为负载的源跟随器1直流分析在图3.21（b）中，若M1与M2都处于饱和，根据KCL定理，可得：（3.43）而：所以有：（3.44）即： （3.45）由上式可以看出：Vo与Vi成线性关系。2交流小信号分析图3.21（b）所示的电路在忽略沟道调制效应时的小信号等效电路模型如图3.22(a)所示。（a） （b）图3.22交流小信号等效电路（a）忽略沟道调制效应（b）考虑沟道调制效应对于图3.22（a）所示的电路，根据KCL定理可得到其交流小信号电压增益为：（3.46）其输出电阻由图3.22(a)可以直接得到： (3.47)上式表明M1的体效应降低了源极跟随器的输出电阻。若考虑M1与M2的沟道调制效应，则可得到如图3.22（b）所示的交流小信号等效电路，同理可得到其交流小信号增益为： （3.48）其输出电阻则由图3.22（b）可以直接得到： （3.49）3源极跟随器的特点源极跟随器具有高输入阻抗和中等的输出阻抗，但是存在两个缺点：由于存在衬偏效应使Vth值对源极电位存在非线性，从而在电路中产生了非线性；而由于电平移位会引起电压余度的减小。因此这种结构的应用受到了限制，主要应用于电平的移位。 由于衬偏效应引起的非线性可以通过把衬底与源相接来清除。电压余度则必须通过合适的设计来确定。3.3 共栅放大 共栅放大级是指信号从MOS管的源极输入，而从漏极输出的放大器，如图3.23(a)所示，其栅极接一个直流电压以建立一个适当的工作状况。另外，如图3.23(b)所示，M1也可用一个固定电流源进行偏置，而信号以电容耦合输入。 (a) (b)图3.23(a)直接耦合的共栅级；(b)电容耦合的共栅级1直流分析根据KCL定理，有： （3.50）而根据萨氏方程可得：（3.51）将式（3.51）代入式（3.50），可得到输出电压与输入电压之间的关系。对此进行具体分析：（1）M1载止：ViVGVth时，则Vo=VDD。（2）M1饱和：对于较小Vi的，有：（3.52）随着Vi的减小，Vo也下降，最终会导致M1进入三极管区。（3）三极管区：VoViVGViVth，即时，M1进入三极管区。总结以上分析可得共栅放大器的输入输出特性如图3.24所示。图3.24共栅级的输入输出特性2交流小信号分析图为其在忽略了沟道调制效应条件下的交流小信号等效电路。图3.25基本共栅放大器的交流小信号等效电路(忽略沟道调制效应)图中：V1Vi，VbsVi。则根据KCL定理可得：（3.53）即有：（3.54）若考虑其沟道调制效应及信号源的内阻RS，其交流小信号模型如图3.26所示。图3.26基本共栅放大器的交流小信号等效电路(考虑沟道调制效应与信号源内阻)根据KCL定理，有： (3.55) (3.56)把式（3.55）代入（3.56）得： (3.57)即有： (3.58)与共源极放大器相比，共栅极的放大管由于存在衬底效应，其增益略大于共源极放大器的增益。3输入与输出阻抗：由于共栅放大器的输入信号与输出信号分别与MOS管的源、漏极相连，因此其低频输入与输出阻抗与共源及源极跟随器不同。（1）输入阻抗先忽略沟道调制效应，其输入阻抗是指从M1的源极看进去的阻抗。与带电流源负载的源极跟随器相比较，可发现共栅放大器的输入电阻与此输出电阻一致，即为：（3.59）因此衬偏效应降低了其共栅放大级的输入阻抗，所以共栅级具有相对较低的输入阻抗，这在信号传输中要实现电阻匹配时是很有用的。考虑沟道调制效应，则根据求电路的电阻的方法，可以采用如图3.27所示的小信号等效电路来求解。图3.27求共栅级的输入电阻的小信号等效电路则根据KCL定理可得：(3.60)因此共栅级的输入电阻为： (3.61)比较上式与式（3.59）可以发现：式（3.59）是上式在ro为无穷大（即忽略沟道调制效应）时得到的。并且由上式可以看出：共栅级的输入电阻与电阻R成正比。考虑电阻R的两种极限情况：1） R=0，该电路与如图3.21(a)所示的源极跟随器电路完全一致，因此其输入阻抗即为源极跟随器从源极看到的输出阻抗,其值为： (3.62)这也可从式(3.61)中令R0直接得到。2)R：即R由理想电流源实现，如图3.28所示，由于理想电流源的电阻近似为无穷，由式(3.61)可知共栅极的输入阻抗接近于无限大，这是由于通过三极管的总的电流是固定为I1，源极电位的改变不能改变器件电流，因此I=0。图3.28 采用理想电流源负载的共栅级的输入电阻（2）输出阻抗：同理，共栅级的输出阻抗可以采用如图3.29所示电路来求解。图3.29共栅级的输出电阻的计算其等效电路如图3.30所示，图中V1（IV/R）RS，所以根据KCL定理，有：（3.63）即有： （3.64）即有：（3.65）上式可简写成：（3.66）图3.30共栅放大器的输出电阻3.4共源共栅级(级联级)由于共源放大级把电压信号转换为电流信号，而共栅放大级的输入信号为电流信号，故可把共源与共栅放大电路级联起来构成了共源共栅结构，也称级联放大器，如图3.31所示。M1产生正比于Vi的小信号漏电流而M2电流流过R， M1为输入器件，M2为级联器件，且M1与M2具有相同的电流。图3.31共源共栅结构1直流分析：根据KCL定理，由图3.31可以得到： (3.67) (3.68)联合以上两式求解可得直流负载方程。下面进一步研究电路的输入输出特性曲线：截止状态：ViVth1，M1与M2都截止，则VoVDD且VAVbVth2(忽略亚阈值情况)；当ViVth1，M1产生电流，Vo则降低，VGS2上升而VA下降。饱和状态：指M1与M2都处于饱和态，其条件是：M1管饱和的条件为(如图3.32所示)：VAViVth1，而 VAVbVGS2，则：VbVGS2ViVth1，所以：VbViVGS2Vth1。M2管饱和的条件为：VoVbVth2，若Vb定义在M1进入饱和区的边缘，则：VoViVth1VGS2Vth2。图3.32共源共栅电路的偏置电压所以，保证M1与M2都处于饱和态的最小输出电平等于M1与M2的过驱动电压之和，也就是说，M2的加入使输出压摆至少减小了M2的过驱动电压。线性区： 指M1或M2处于线性区，即当Vi达到够大时就会出现两种效应：(1) VA比Vi小Vth1，M1先进入三极管区；(2) Vo比Vb低Vth2，促使M2进入三极管区。根据器件尺寸及R与Vb的值，则先出现其中一种情况，如：当Vb相当低时，M1可能先进入三极管区。注：若M2进入深三极管区，VA与Vo则接近相等。由以上分析可得到共源共栅电路的输入输出特性，如图3.33所示。图3.33共源共栅级的输入输出特性2交流小信号分析由图3.31可以看出M1与M2都处于饱和区时级联方式的小信号电压增益。由于由输入器件产生的漏极电流必定流入级联级器件，在忽略沟道调制效应时，其电压增益与共源放大级的增益相同。图3.34为其等效电路。图3.34共源共栅级的小信号等效电路3输出阻抗级联结构的一个重要特性是高输出阻抗，如图3.35(a)所示。图3.35（b）则是其等效电路。（a） (b)图3.35共源共栅级输出电阻 (a) 示意图（b）等效电路图根据KCL定理可得： （3.69）所以，输出电阻为： (3.70)假设gmro 1，则有：（3.71）上式表明串接了M2使M1的输出阻抗为原来(gm2+ gmb2) ro2倍，即输出阻抗大大增大。高输出阻抗是非常有用的，对于共源放大器等其电压增益可写成GmRo，由于Gm主要由器件的跨导决定，增大Gm就必须权衡偏置电流与器件电容等，因此一般通过增大Ro来增大电压增益。 分析级联结构的输出电阻的特点可以发现：通过级联更多的MOS管以获得更大的输出阻抗，图3.36即为一个串接三个MOS管的级联结构，但这是以消耗更大的电压余度而降低输出电压摆幅为代价的。三级级联的最小输出电压等于三个过驱动电压之和。所以更多的级联管也不可取。图3.36三级的共源共栅结构4提高电压增益方法：1) 采用级联结构：由以上分析可知，如采用相同管子尺寸的级联结构可以提高电压增益，且电压增益约为(gmro )2。缺点是其输出的电压的最小值为两个过驱动电压。2) 对于共源结构在某一给定电流下增大输入三极管的沟道长度：因为增大三极管沟道长度可以增大交流电阻，进而提高电压增益。共源结构的电压增益为： (3.72)在上式中，由于KN与沟道长L成反比，而1/L，所以电压增益与沟道长度的平方根成正比，即增大输入三极管的沟道长度可以提高电压增益。缺点：为了保证电流相等，在增大输入三极管的沟道长度时必须增大输入三极管的过驱动电压。所以其最小输出电压也提高，输出压摆减小。 5级联电路的应用：（1）级联结构构成电流源由以上分析可知，级联结构具有