通信原理第4章1ppt课件

数字信号基带传输系统 第4章 2 内容 数字基带传输概述数字基带信号及其频谱特性基带传输的常用码型基带脉冲传输与码间串扰无码间串扰的基带传输特性无码间串扰基带系统的抗噪声性能眼图均衡技术部分响应系统 3 教学要求 数字基带传输系统组成及各部分作用 数字基带信号的时城波形和频谱特性 AMI码 HDB3码 PST码 双相码等编译码原理及特点 无码间串扰的基带传输特性 奈奎斯特带宽 升余弦滚降特性 滚降系数与频带利用率关系 无码间串扰基带系统的抗噪声性能分析 眼图与基带信号传输质量的关系 时域均衡的原理 均衡效果的衡量 第 类 第 类部分响应系统 4 1数字基带传输系统概述 5 数字基带信号 基带信号 消息转换成的原始电信号 基本频带 数字基带信号 离散的 数字的 原始电信号 消息代码的电波形 频谱基本上是从零开始一直扩展到很宽频带信号 将原始信号进行调制 使其载荷在载波上 或称已调信号 频谱离开零点 便于传输 6 数字基带传输系统 数字通信系统对信号处理可概括为两种变换基带变换 消息与数字脉冲信号间的变换频带变换 基带信号通过信道机对载波进行调制 产生频带信号或从已调信号中解调恢复基带信号 传输基带信号的系统成为基带传输系统 基带传输系统 基带传输是把数字基带信号 PCM信号 不经调制直接送往信道传输 7 数字基带传输系统 基带传输系统的输入信号是由末端设备或编码器产生的脉冲序列 通常为单极性的脉冲序列 即NRZ码 为适合于在信道中传输 一般需要经过信道信号形成器进行码型变换及波形变换 码型变换一般将二进制码变换为双极性码 即AMI码或HDB3码 波形变换是为了减小码间串扰 接收端为了减小加性噪声的影响 先让信号进入匹配滤波器 再经均衡器 校正由于信道特性不理想而产生的波形失真或码间串扰 在取样定时脉冲到来时 进行判决恢复基带数字信号 8 基带系统各点波形示意图 4 2数字基带信号及频谱特性 10 数字基带信号 数字基带信号 就是消息代码的电波形对于不同的基带传输系统 由于信道特性和要求不同而采用不同的数字脉冲波形 常用的有 矩形脉冲三角波高斯脉冲升余弦脉冲等矩形脉冲易于形成和变换 11 101101 由矩形脉冲构成的二进制信号序列 数字基带信号 12 数字基带信号 较典型的数字信号波形是二进制矩形脉冲信号 它可以构成多种形式的二进制信号序列 如图所示 为了分析二进制矩形脉冲信号的频谱及传输特性 首先分析单个矩形脉冲的频谱 单个矩形脉冲的时域表达式及频谱表达式如下 13 设二进制随机序列为s t an为基带信号在nTs t n 1 Ts的幅度 是随机量 数字基带信号 14 数字基带信号的表示 定义基带信号的表达式为 an 第n个信息符号所对应的电平值 0 1或 1 1 由信码和编码规律决定 Ts 码元间隔 g t 某种标准脉冲波形 对于二进制代码序列 若令g1 t 代表 0 g2 t 代表 1 则 15 基带信号的频谱特性 研究基带信号的频谱结构是十分必要的 通过谱分析 我们可以了解 信号需要占据的频带宽度所包含的频谱分量有无直流分量 有无定时分量等我们针对信号频谱的特点来选择相匹配的信道 以及确定是否可从信号中提取定时信号 单个脉冲信号的频谱可以通过付氏变换求出 在数字通信中 传输的是一系列随机的二进制脉冲序列 既然是随机的 就不能用付氏变换去描述 而必须使用 功率谱密度 描述 16 基带信号的频谱特性 假设随机信号序列是一个平稳随机过程 其中 0 和 1 的出现概率分别为P和 1 P 而且它们的出现是统计独立的 则有 17 随机序列的总功率谱 双边功率谱密度表示式 单边功率谱密度表示式 18 结论 随机脉冲序列的功率谱密度Ps f 通常包含 连续谱离散谱当g1 t g2 t P及Ts给定后 随机脉冲序列的功率谱就确定了 连续谱总是存在的 离散谱在某些特殊情况下不存在或某些离散谱分量不存在根据连续谱可以确定随机序列的带宽 根据离散谱可以确定随机序列是否包含直流分量 m 0 和定时分量 m 1 19 功率谱特性 优良的功率谱特性 主瓣窄 占用传输带宽窄 滚降收敛快不含冲激谱决定功率谱主要特性的参量 码型与波形结构和形状传号与空号先验概率传输速率 20 单极性波形功率谱密度 0 1等概的单极性不归零码的功率谱 单极性不归零信号的带宽Bs fs 21 单极性波形功率谱密度 单极性半占空归零码的功率谱 单极性半占空归零码的带宽 Bs 2fs 22 单极性归零码 单极性不归零码 归一化功谱 单极性波形功率谱密度 23 双极性波形功率谱密度 双极性不归零码的功率谱 双极性归零码的功率谱 Ts 2 24 带宽 随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数G1 f 或G2 f 两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽 时间波形的占空比越小 频带越宽 通常以谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽 它等于脉宽 的倒数 即Bs 1 不归零脉冲的 Ts 则Bs fs 半占空归零脉冲的 Ts 2 则Bs 1 2fs 其中fs 1 Ts 位定时信号的频率 在数值上与码速率RB相等 25 功率谱密度 单极性归零信号含直流 fs以及fs的奇次谐波项 这表明 可由它提取出位同步信息 单极性不归零信号中无定时分量 若想获取定时分量 要进行波形变换 0 1等概的双极性信号没有离散谱 也就是说无直流分量和定时分量 4 3基带传输的常用码型 27 基带传输的常用码型 在实际的基带传输系统中 并不是所有代码的电波形都能在信道中传输 例如含有直流分量和较丰富低频分量的单极性基带波形就不适宜在低频传输特性差的信道中传输 因为它有可能造成信号严重畸变 又如 当消息代码中包含长串的连续 1 或 0 符号时 非归零波形呈现出连续的固定电平 因而无法获取定时信息 单极性归零码在传送连 0 时 存在同样的问题 对传输用的基带信号主要有两个方面的要求 对代码的要求 原始消息代码必须编成适合于传输用的码型 对所选码型的电波形要求 电波形应适合于基带系统的传输 28 选择数字基带信号应考虑的原则 有利于提高系统的频带利用率应具有尽量少的直流 甚低频及高频分量应具有足够大的供提取码元同步用的信号分量码型基本上不受信号源统计特性的影响基带传输码型最好对噪声和码间串扰具有较强的抵抗力和自检能力尽量降低译码过程引起的误码扩散 提高传输性能 29 基带传输的常用码型 为满足基带传输的要求 单极性脉冲序列必须经过适当的基带编码 以保证传输码型中无直流分量 有一定的自检能力和适应不同的信源统计特性能力 基带传输常用的码型有 AMI码HDB3码4B3T码CMI码双相码 Manchester 码 30 单极性码存在直流分量且主要分量集中在低频部分 不易作为信道传输码型 RZ码含有时钟分量 可以提取时钟 单极性 31 110101 AMI码即传号交替反转码 编码规则如下 信码 RZ码 中的 0 码仍编为 0 信码 RZ码 中的 1 码编为 1 或 1 极性交替 传号交替码 AMI码 AMI码又称平衡对称波形 32 110101 传号交替码 AMI码 AMI码的优点 无直流分量 高 低频分量少 传输频带窄 具有一定检错能力 频谱中不含时钟分量 但在收端进行全波整流使之变成RZ码 可提取时钟 AMI码的不足 二进制中长连 0 串 会影响定时时钟的提取 33 HDB3码 HDB3码是AMI的改进码 编码规则为 当连0个数不超过4个时 与AMI的编码规则相同当连 0 个数超过3时 则将第4个 0 改为非 0 脉冲 记为 V或 V 称之为破坏脉冲 相邻V码的极性必须交替出现 以确保编好的码中无直流 为了便于识别 V码的极性应与其前一个非 0 脉冲的极性相同 否则 将四连 0 的第一个 0 更改为与该破坏脉冲相同极性的脉冲 并记为 B或 B破坏脉冲之后的传号码极性也要交替 34 100 1B 00V 1 1B 00V 0 1000V 当信码中连 0 码不超过3个时 仍按AMI码处理 当信码流中连 0 码超过3个时 每4个连 0 码分为一组 并且用000V或B00V的取代节来代替它 本取代节到上一个相邻的取代节间有奇数个原始传号时 选用000V取代节 且V码的极性与前一传号的极性相同 本取代节到上一个相邻的取代节间有偶数 含0 个原始传号时 选用B00V取代节 且取代节中的B与V同极性 与前一传号码极性相反 B V B V HDB3码 35 011000010110000000011 1 1 设前一取代节的极性为 求NRZ码对应的HDB3码 NRZ码 HDB3码 V 1 1 B 00V 10 1 1 000V B 00V HDB3码中 V码与相邻的前一个传号码同极性 很容易识别 译码时 一经发现两个传号的极性一致 则后一个传号与其前三位码全部变 0 HDB3码 36 译码 011000010110000000011 HDB3码中 V码与相邻的前一个传号码同极性 很容易识别 译码时 一经发现两个传号的极性一致 则后一个传号与其前三位码全部变 0 HDB3码 37 HDB3 HDB3码的功谱密度 HDB3码的特点 无直流分量 高 低频分量少 传输频带窄 有不中断业务的误码检测能力 频谱中不含时钟分量 但在收端进行全波整流使之变成RZ码 可提取时钟 克服了AMI码的不足 抑制了长连 0 HDB3码 38 HDB3码 HDB3码中 V码的极性是交替的 除V码以外的传号极性也是交替的 因此取代节的引入不会导致正负码流的不平衡 HDB3码的功谱密度与AMI码类似 码中无直流分量 高 低频分量少 传输频带窄 频谱中不含时钟分量 但在收端进行全波整流使之变成RZ码 可提取时钟 HDB3码保持了AMI码的优点 抑制了长连 0 CCITT建议作为PCM一 二 三 四次群的传输码型之一 39 PST码 PST码是成对选择三进码 其编码过程是 先将二进制代码两两分组 然后再把每一码组编码成两个三进制数字 0 两位三进制数字共有9种状态 可灵活地选择其中的4种为防止PST码的直流漂移 当在一个码组中仅发送单个脉冲时 两个模式应交替变换 例如 代码 01001110101100PST码 0 0 0 或0 0 0 PST码能提供足够的定时分量 且无直流成分 编码过程也较简单 但这种码在识别时需要提供 分组 信息 即需要建立帧同步 40 数字双相码 数字双相码又称曼彻斯特 Manchester 码 它用一个周期的正负对称方波表示 0 而用其反相波形表示 1 编码规则之一是 0 码用 01 两位码表示 1 码用 10 两位码表示 例如 代码 1100101双相码 10100101100110双相码只有极性相反的两个电平 而不像前面的三种码具有三个电平 因为双相码在每个码元周期的中心点都存在电平跳变 所以富含位定时信息 又因为这种码的正负电平各半 所以无直流分量 编码过程也简单但带宽比原信码大1倍 41 密勒码 密勒码又称延迟调制码 它是双相码的一种变形 编码规则如下 1 码用码元间隔中心点出现跃变来表示 即用 10 或 01 表示 0 码有两种情况 单个 0 时 在码元间隔内不出现电平跃变 且与相邻码元的边界处也不跃变 连 0 时 在两个 0 码的边界处出现电平跃变 即 00 与 11 交替 42 CMI码 CMI码是传号反转码的简称 与数字双相码类似 它也是一种双极性二电平码 编码规则是 1 码交替用 11 和 00 两位码表示 0 码固定地用 01 表示 其波形图如图CMI码有较多的电平跃变 因此含丰富的定时信息 由于10为禁用码组 不会出现3个以上的连码 这个规律可用来宏观检错 由于CMI码易于实现 且具有上述特点 因此是CCITT推荐的PCM高次群采用的接口码型 在速率低于8 448Mb s的光纤传输系统中有时也用作线路传输码型 43 44 nBmB 在数字双相码 密勒码和CMI码中 每个原二进制信码都用一组2位的二进码表示 因此这类码又称为1B2B码 nBmB码是把原信息码流的n位二进制码作为一组 编成m位二进制码的新码组 由于m n 新码组可能有2m种组合 故多出 2m 2n 种组合 从中选择一部分有利码组作为可用码组 其余为禁用码组 以获得好的特性 在光纤数字传输系统中 通常选择m n 1 有1B2B码 2B3B 3B4B码以及5B6B码等 其中5B6B码型已实用化 用作三次群和四次群以上的线路传输码型 45 5B6B码 当程控交换系统的数字中继线采用光纤传输时 经常选择5B6B码作为PCM三次群或高次群的线路传输码型 对于5B6B码 每5位二进制信息被编码为一个6位码 5位码有32种组合 6位码有64种组合 因此 从中选取含有3个1和3个0的平衡码及部分4个1与2个0 或4个0与2个1的不平衡码作为可用码组 构成5B6B编码转换表 虽然5B6B码增加了20 码元 但具有便于提取位定时 低频分量小 同步迅速与易于实时监测等优点 4 4基带脉冲传输与码间串扰 47 什么叫码间串扰 发端输入二进制码元序列中的 1 码经码型变换和波形变换后 如图 c 这个波形如果经过信道不产生任何失真和延迟 那么接收端应在它的最大值时刻t Ts 2时判决 下一个码元应在 Ts 2 Ts 3Ts 2时判决 经过实际信道以后 信号要迟延和失真 如图 d 最大值出现在t1时刻 且波形拖得很宽 这个时候对这个码元的抽样判决时刻应选择在t t1时刻 那么对下一个码元判决时刻应选在t1 Tst1 Ts时刻第一码元的y t 还没有消失这样势必影响第二个码元的判决 48 码间串扰严重时将引起误码 假设传输一组码元是1110 前面三个 1 码对第四个0码的抽样判决时刻都有码间串扰的影响 如图所示 a1 a2 a3 分别为第1 2 3个 1 码在t t1 3Ts时刻的码间串扰a4为第4个码 0 在t t1 3Ts时刻的值 当a1 a2 a3 a4 0判为 0 当a1 a2 a3 a4 0判为 1 当a1 a2 a3 a4 时为错判 要造成误码 49 噪声引起的误码 噪声是随机过程 下图是噪声的一个实现 在抽样判决的时刻 噪声的值是随机的 有大有小有正有负 上例中 本来a1 a2 a3 a4 0判决正确 不产生误码 如果此时噪声n t1 3Ts 为正电平 使a1 a2 a3 a4 n t1 3Ts 0 造成错误判决 噪声也可能使本来a1 a2 a3 a4 0的错误判决 变为a1 a2 a3 a4 n t1 3Ts 0而正确判决 在没有码间串扰时 如果本来判决都是正确的 由于噪声的影响 可能引起错误判决 50 基带传输系统 基带传输系统模型 设发送数字基带信号为 发送滤波器产生信号为 gT t 为发送滤波器的冲击响应 an 二进制码元 1 1 1 0 Ts码元间隔 51 基带传输系统 信号s t 通过信道时会产生畸变 且叠加了噪声 再经接收滤波器 得判决器的输入信号y t 其中 52 基带传输系统 y t 被送到抽样判决电路进行抽样判决 抽样时刻tk kTs t0t0为信道和接收滤波器的延迟时间 y t 在t tk时的取值是判决ak的依据 tk时刻的输出值 是确定ak的依据 码间串扰值 随机噪声对ak的干扰 53 基带传输系统 由于码元间串扰和随机噪声干扰有可能造成误码在二进制数字通信时 ak的可能取值为 0 或 1 判决电路的判决门限为V0 且判决规则为 当y kTs t0 V0时 判ak为 1 当y kTs t0 V0时 判ak为 0 只有当码间串扰值和噪声足够小时 才能基本保证上述判决的正确 否则 有可能发生错判 造成误码为了使误码率尽可能的小 必须最大限度的减小码间串扰和随机噪声的影响 这也正是研究基带脉冲传输的基本出发点 4 5无码间串扰的基带传输特性 55 无码间串扰系统 56 无码间串扰系统 无码间串扰系统又称为理想基带系统 为设计理想系统 暂时不考虑随机噪声及延时影响 系统无码间串扰的条件应为 识别电路 H f a n 基带传输特性的分析模型 57 无码间串扰系统 上式说明 理想基带传输系统的冲击响应除t 0时取值不为0之外 其它抽样时刻的抽样值都为0 现在的任务是 寻求符合上述条件的系统H 58 无码间串扰传输函数H 的特例 a 理想低通滤波器 门传递函数 能满足这个要求的h t 是可以找到的 而且是很多的我们比较熟悉的抽样函数 就有可能满足此条件 59 无码间干扰的脉冲序列 奈奎斯特第一准则 理想低通信道的截止频率为W1 当数字信号序列以每秒2W1的速率传送脉冲 将不会发生码间串扰 或者说每赫芝频带每秒可传送2个符号脉冲 即2B s Hz 这是能够达到的极限速率 d t y t 奈奎斯特第一准则 60 奈奎斯特第一准则 只要满足 这样的基带系统就能做到码间无串扰 称Heq 为奈奎斯特第一准则 奈奎斯特准则 若信号的符号 码元 间隔为Ts 则不产生码间干扰的极限传输速率为每赫带宽每秒2个符号 即2Baud Hz 对二进制 为2bit Hz 性能极限 通俗地讲 理想低通滤波器的截止频率若为W1 不产生码间干扰时的最高码元速率为2W1 61 理想低通传输特性 i取值不同 系统特性就不同 当i 0时 此时 H 是一个理想低通滤波器 62 理想低通传输特性 定义 若理想低通滤波器的截止频率为W1 则称 W1为奈奎斯特频带 2W1为奈奎斯特速率 1 2W1为奈奎斯特间隔 码元传递速率 63 理想低通传输特性 定义频带利用率 单位频带内的传码率 结论 具有理想低通传输特性的系统能够实现无码间干扰 且能够达到性能极限 缺点 系统响应h t 有 拖尾 衰减慢 定时稍有偏差即会产生严重的码间干扰 理想低通传递函数的频带利用率 64 滤波器幅度特性的滚降 理想低通传输特性在物理上不易实现陡峭的边缘特性 传输特性的h t 拖尾也长 在得不到定时严格的抽样脉冲时 码间干扰可能仍大 既然满足奈奎斯特准则的解不止一个 只要将H 传递函数切断若干段 然后各段移动叠加 使其在 Ts Ts段内H 为一常数就行 65 滤波器幅度特性的滚降 若对理想低通的锐截止特性进行适当 圆滑 通常称为滚降 即把锐截止变成缓慢截止 这样的滤波器就是物理可实现的 H Heq Y 常用的滚降特性有 直线滚降和余弦 正弦 滚降 对W1呈奇对称的振幅特性 66 滤波器幅度特性的滚降 定义滚降系数为 0 1 不同的 有不同的滚降特性带宽 频带利用率 67 余弦滚降特性 具有滚降系数 的余弦滚降特性可用下式表示 68 a 1 a 0 5 余弦滚降特性 下图画出了按余弦滚降的三种滚降特性及冲激响应 W1 2W1 0就是理想低通特性 1为升余弦特性 69 升余弦特性是无码间串扰的典型系统 升余弦特性H 和h t 表示如下 升余弦特性 此特性的奇对称点为 T 70 升余弦滚降特性冲激响应值除t 0时不为0 其余各抽样点的值均为0 且在各样值点之间又增加了一个0点 尾巴衰减快 对定时抖动的要求稍低 有利于消除码间串扰 缺点是所需带宽比 0时增加1倍 升余弦特性 71 例 三角特性的传递函数 如果把H 划分为间隔为2 Ts的三个区间 如图在之间段叠加之后 即为理想低通传输特性 72 三角特性的传递函数 73 己知滤波器的H 具有如图所示的特性 码元速率变化时特性不变 当采用以下码元速率时 a 码元速率 500Baud b 码元速率 1000Baud c 码元速率 l500Baud d 码元速率 2000Baud哪种码元速率不会产生码间串扰 W1 1000理想低通 奈奎斯特间隔为1 2W1 1 2000 奈奎斯特速率为2W1 2000Baud系统无码间串扰的最高传输速率2W1 2000Baudfb 500B 1000B 2000B时无码间串扰 74 如果滤波器的H 改为升余弦型 当采用以下码元速率时 a 码元速率 500Baud b 码元速率 1000Baud c 码元速率 l500Baud d 码元速率 2000Baud哪种码元速率不会产生码间串扰 升余弦型可等效低通 W1 500奈奎斯特间隔为1 2W1 1 1000 奈奎斯特速率为2W1 1000Baud系统无码间串扰的最高传输速率2W1 1000Baudfb 500B 1000B时无码间串扰 4 6无码间串扰基带系统的抗噪声性能 76 抗噪声性能分析 码间串扰和信道噪声是影响接收端正确判决而造成误码的两个因素 本节讨论在无码间串扰的条件下 噪声对基带信号传输的影响 即计算噪声引起的误码率 若认为信道噪声只对接收端产生影响 分析模型如图接收滤波器的输出是信号加噪声的混合波形 即x t s t nR t 77 抗噪声性能分析 若二进制基带信号为双极性 设它在抽样时刻的电平取值为 A或 A 分别对应与信码 1 或 0 则x t 在抽样时刻的取值为 设判决电路的判决门限为Vd 判决规则为 x kTs Vd 判为 1 码 x kTs Vd 判为 0 码判决过程的典型波形如图5 15图 a 是无噪声影响时的信号波形图 b 是图 a 波形叠加上噪声后的混合波形 78 误码 二元单极性码 数字信号基带传输的差错率 判决时刻 抗噪声性能分析 79 叠加噪声后二元码幅度的概率密度函数 发 0 错判为 1 的概率 发 1 错判为 0 的概率 二元单极性码 判决电平 数字信号基带传输的差错率 抗噪声性能分析 80 二元双极性码 数字信号基带传输的差错率 抗噪声性能分析 81 误码率 判决电路输入噪声nR t 是均值为0的平稳高斯噪声 且它的功率谱密度Pn 为 方差 噪声平均功率 为 nR t 是均值为0 方差为 2n的高斯噪声 它的瞬时值的统计特性可用下述一维概率密度函数描述 V就是噪声的瞬时取值nR kTs 82 误码率 当发送 1 时 A nR kTs 的一维概率密度函数为 当发送 0 时 A nR kTs 的一维概率密度函数为 83 误码率 在 A到 A之间选择一个适当的电平Vd作为判决门限 根据判决规则将会出现以下几种情况 当x Vd 判为 1 码 判决正确 当x Vd 判为 0 码 判决错误 当x Vd 判为 0 码 判决正确 当x Vd 判为 1 码 判决错误 对 1 码 对 0 码 发 1 错判为 0 的概率P 0 1 发 0 错判为 1 的概率P 1 0 84 误码率 若发送 1 码的概率为P 1 发送 0 码的概率为P