LCD与RCD之差异.doc

RCD 与 LCD在Q1的on 期间变压器T1的磁束会增加在T1会储存磁性能量在off期间所励磁的磁性能量会被放出磁束会回复到残留磁束一般有两种reset电路LCD和RCD 图1 图2 RCD电路如图所示当Q1 off 时电压经过D1对C10充电并通过R6AR6B释放能量接着当C10的电压达到一定的值时D1截止C10通过R6AR6B进行放电消耗能量直到next off来临C10的波形如图R6AR6B的波形如图由图可知RCD电路具有电压钳制作用 在ON期间与T1所储存的磁性能量E1为 E1 由 得 所以E1 假设电阻R的电压为U2则在R所消耗的能量E2为 E2 实际上产生的E1大于E2取E2E1则 因此加在Q1上的峰值电压Udsp为可以求出R值为 此即可假设Udsp使用等级一般选择使用率为80TOnmin可由下式求得根据磁心的规格表可求出A1-Value值 A1-Value (N为变压器T1初级侧圈数)所以LN2 A1-Value至此即可求出电阻R时间常数设定比T大很多（约为10倍）则C为然后根据实际效果进一步调整电阻与电容的匹配下面以DPS180KB1 A为例进行试验分别调整RCD电路中的电容与电阻参数测得各数据如下 内容电容 电阻 VDS(V)IDS(A)VDS*IDS(VA)ID1*10(A)VC(V)MAXMIN1.5kp47k7061.352.462.4243032220k6421.342042.923522004.7kp47k6881.342.222.7840836020k6041.331923.10314246电阻电压U2（VCmaxVCmin）2消耗功率P2将上述表格数据代入可得P26.016, 7.618, 6.275, 7.840可知电容增大或电阻减小VDS降低可以降低开关损耗但是reset电路的电功率损失也会增大最实际的就是采用cut and try的方式得到最适当的数值但是在电源的功率较大时功率损耗很大电阻的温度将会相当高因此我们有时采用LCD代替RCD电路 图 IC10VC10 图 I R6A（B）VR6A（B）LCD电路如图所示当Q1 off 时电压向C15充电并通过D5回授能量C15 靠Q1漏极方为正电压接着当Q1 on时C15与L2发生谐振C15内之电荷经由L2放电而流通电流同时对C4进行充电C15受正负反转之电压充电随之在off时L2将与C4发生谐振如果是理想的则即使电压极性发生反转在C15之能量保持不变无损失然后在Q1off时如果C15之电压与输入电压一致时则Q1之漏极源极电压从0开始上升波形如下图IDVDSIDVDS输入电压与Cr电压之差TURN OFF时Q1转换时间Q1转换时间图 传统LC Snubber图 SOFT SWITCH 化后 但是Q1在off时对C15充电的电压由于加在Q1之漏极电压被抑制在输入电压的2倍以下而即使在最大负荷时亦不可能达到输入电压之值因而无法完全SOFT SWITCH, 波形如图但可以降低开关损耗并且电感散热面积大相对于电阻温度不会太高各组件波形图如下: VDS与VC(C15靠D5端之电压) 问题点 如何确定电容C的大小并且LC时间常数与开关频率的关系如何 RCC(Rining choke converter)电路的分析议题: 一.RCC电路的工作原理及其特点. 二.各主要元器件的分析计算及其对电路的影响. 三.问题分析与解决.一. 下面我们以DPS-180KB-1 D 的STANDBY电路为例子: 图 (1-1)1. 工作原理: 如图1-1所示,Q902的控制极(G极)由R914AR914C得到激活电压后,Q902开始导通,电流经过T901的8,10脚,Q902的漏源极和R906到地,同时T901开始储能,R906的电压也同时升高,当R906的电压达到一定值的时候,Q901导通,使得Q902的G极电压拉低,Q902截止.在Q902截止的期间内,由开关变压器T901向负载提供能量,在T901次级绕组的电流经过LC滤波后得到直流输出.当Q901由导通变为截止时,Q902再次导通,如此反复的循环,形成自激振荡.2. 电路特点: RCC电路有电路简单,功耗低,输出RIPPLE小等优点,特别适合于小功率,而且电压和负载调整率要求不高的场合使用.3. 工作方式: 在反激式变换器中,一般有两种工作方式:(1)”DCM”(电感电流不连续方式):在储能周期(Ton)中,变压器中储存的所有能量在反激周期(Toff)中都转移到输出端.(2)”CCM” (电感电流连续方式):储存在变压器中的一部分能量在Ton末保留到下一个Ton周期的开始.在实际当中,当变换器输入电压在一个较大范围内发生变化,或负载电流在较大范围内变化时,必然跨越工作方式因此,我们要STANDBY电路常要求能在完全和不完全能量转换方式下都能稳定工作.但在动态分析的时候,由于这两种工作方式的小信号传递函数是极不相同的.所以要求不同处理,.下面,我们来讨论一下两种工作状态: 1)DCM模式: 由于变压器在Ton中储存的能量Toff中都转移到输出端.所以Q902在Ton期间,储存在T901中的能量为:(电路如图1-3-1) 图 1-3-1 因此,每单位时间内电源供给的能量,也就是输入功率Pi为: 若电路中没有损耗,全部能量都被负载系统吸收,那幺输出功率Po为: 由Pi=Po得 Pi=由上俩式可得: (1) 由上式可知DCM模式工作下的flyback电路具有如下的特点:1) 输入电压Uo与RL有关.RL愈大,则Uo愈高;反之Uo愈低. 这就是flyback变换器的负载不能开路的原因所在.2) Uo与开关管的导通时间Ton成正比.3) Uo与开关变压器油的初,次级匝数比没关系,只与初级绕组N1的电感量L1有关,随L1的减小而按上式的规律增大.4) 若忽略二极体VD1的正向压降,开关管Q1截止时所承受的电压值UDS为: UDS=Ui+UN1式中, UN1为在Q1截止期间,次级侧绕组N2向负载释放电流时,在初级侧绕组N1上所感应的电压: UN1= 所以: UDS=Ui+ (2)由上式可知, UDS所承受的电压与Ui和RL有关,因此,在负载开路时,容易造成开关管反向击穿而损坏,从而引起烧机. 2)CCM模式: 由于变压器在Q1导通时所存储的能量未能在TOFF期间完全释放出来,所以在I2还没有下降到零时, Q1再次导通.由于变压器能量不能完全释放,容易导致变压器的磁通不能复位,铁芯饱和,电流增大, 引起烧机. 由式d=iTon和式d=oToff可得 由上式可知Uo取决于初,次级匝数比,Ton与Toff之比和输入电压的高低,而与负载电阻RL无关.二.各主要组件的分析计算及其对电路的影响.1. 开关管的选择: 选择的原则:一般应从MOSFET所要承受的电压VDS, ID, RDS(ON)值的大小来考虑.1) 漏-源极间电压的计算:在Q902OFF时,由上述的公式(2)可知VDS为:UDS=Ui+: VDS=265*+*5 以DPS-180KB-1 D为例,我们取265V的输入电压值代入,(N1:N2=200:11)得 =466(V) 但由于输出回路含有二极体消耗电压,所以输出电压应大于5V,而且要考虑留有一定余量,一般VDS值应取到600V左右.2) 漏极峰值电流(IDP)的计算: 漏极峰值电流(IDP)可以用输入的平均电流IIN及输入功率PIN表示:以VO=5V, IOUT=2A,及=30之下,计算得:PIN=3) RDS(ON)值大小的选择: RDS(ON)值的大小直接会影响到power lose的大小, RDS(ON)越大,power lose越大,反之越小,一般选择RDS(ON)值越小越小好. 确定VDS, IDP, RDS(ON)值的大小后,依准则选择 FQD2N60(600V,2A,4.7)比较合适.2. R902值大小的选择 R902是一个电流感应电阻,有过电流,过功率保护作用.R902值的计算可以根据过电流保护点或过功率保护点来计算: 下面以过电流保护点为3A,=30, D=30, UI=300VDC来计算: 假设Q901的Vbe=0.5V时完全导通.则R906=1.1, 所以Q906应取1.1左右.3. R902与C902的功能: 图(2-3) 当Q902导通时,T901的绕组5-6脚的第6脚为正电压,绕组通过R902对C902充电.使得Q902的控制极电压迅速上升,上升缘陡峭. 当Q902截止时, T901的绕组5-6脚的第6脚为负电压,C902通过R902迅速放电,Q906的G极电压迅速被拉低,下降缘陡峭. 从上面的分析可知, R902与C902的功能是使得开关管Q902G极的控制电压接近方波.因为MOSFET只有工作在截止区和放大区时,POWER LOSE才最小.整机效率提高. 但问题是如何计算R902,C902值的大小?4. 开关变压器的选择:注意点:1)RCC的频率除了和输入电压和输入电流有关外,它的振荡频率范围是可以由匝数比控制的,当大时,VIN的变动对震荡频率的影响就小,但是这会使得Q的D极峰值电流加大,使VDS的饱和损失加大: 如果减小,虽然D极峰值电流会减小,但VDS增大,使得MOSFET的耐压受到威慑.5. 吸收电路的选择:由于STANDBY电路功率低,从经济角度考虑,选择RCD吸收电路比较合适.6. R913,R905,R906,R910的改变对电路的影响: R913 R905 R910 R906输出功率PO二. 问题的分析与解决:在调试过程中常会遇到输出电压偏高,偏低,纹波偏大,发出”吱吱”叫声,烧机,增大输出电流等问题.1. 输出电压偏高,偏低一般可以根据(二-6)的方法来调整.2. 输出RIPPLE偏大:产生RIPPLE偏大的原因可以是由于电路不稳定产生自激震荡,由此原因引起的RIPPLE偏大,一般还伴随有低频叫声,这种情况可以降低环路的瞬态响应速度,联合调整R913,R905,R906,R910, 和变压器磁芯的气隙.另一种原因可能由于负载过大引起的,这种情况下可以增加负反馈的深度,调整C906,R905的值,或增大输出滤波电容.3. 烧机:引起烧机的原因有多种:变压器饱和,Q901穿,R开路,Q902击穿.等等都会引起烧机.4. 增大输出电流:有些客户要求5VSB能够承受3.5A的冲击电流,最简单的方法是减小R906的电阻值,使得OPP点提高,但这种方法可能会在高压轻载的情况下,变压器发出”吱吱”叫声,同时RIPPLE突然增大,这是由于RCC电路进入CCM工作状态,存储在变压器的能量不能完全释