Single-inductor_four-switch_non-inverting_buck-boost_dc-dc_converter.doc

单电感四开关同相降压-升压型DC-DC转换器摘要：一种单电感四开关同相降压-升压型DC-DC转换器已被设计出来。相比于其他常规降压-升压类型转换器，这种转换器减少了外部无源元件和芯片/印刷电路板的数量。该芯片采用TSMC 0.35m 3.3V/5V 2P4M多晶硅硅化物的CMOS工艺实现。该转换器的输入电压范围涵盖了锂离子电池的最大输出电压范围，其输出电压为3.3V，最大负载电流为300 mA。该芯片的模面积是1.381.80 mm2， packed with a 40 S/B package.索引词：升压，降压，降压-升压，直流-直流转换器介绍随着半导体技术的迅速发展，越来越多的便携式电子产品出现在市场上。便携式产品中最不可缺少的部件是用来给电路供电的电池，它也决定了电子产品的使用寿命。随着时间的推移，电池的供电电压必然下降。例如，在便携式电子产品中应用最广泛的完全充电电压的锂离子电池，其供电电压为4.2V，当它几乎完全放电时，其供电电压会下降到2.7V。因此，通常会用电压调节器将随时间变化的电池供电电压转换为固定的输出电压。为了延长电池的使用时间，一个良好的电源管理策略应实现较高的转换效率，同时也要充分利用全电池电压范围。有三种类型的调节器线性调节器，开关稳压器，和开关电容器为基础的转换器。在这个转换器中使用的是开关稳压器，因为在这些调节器中它可以达到最高效率。此外，为了扩大电池的可用电压范围，采用了一种降压升压拓扑结构，【5-6】。传统的降压-升压转换器拓扑结构包括反激式，反相降压-升压式，SEPIC、Cuk等。然而，反激式转换器需要一个变压器，而反相Buck-Boost变换器的输出电压是反极性的。至于SEPIC和Cuk变换器，它们所需的电感器和电容器更多。在这项工作中，一个由一个单一的电感器，一个单一的电容器，和四个开关组成的非反相降压-升压型直流-直流转换器被设计出来。因此，外部无源元件和芯片/印刷电路板面积减少。此外，一个有效的切换方法被用来减少在降压-升压模式中的传导损耗。该芯片采用TSMC 0.35m 3.3V/5V 2P4M多晶硅硅化物的CMOS工艺实现。输出电压设置为3.3V，最大输出负载电流为300mA，其输入电压范围涵盖了锂离子电池的最大输出电压范围。如图1所示，该变换器具有三种工作模式：降压模式（VinVout），降压-升压模式（Vin Vout），和升压模式（VinVout）。升降压功率级图2显示了四开关降压-升压直流-直流转换器所采用的功率级1-8。表面上它结合了降压和升压转换器的所有的开关，实际上它可以工作在三个操作模式下。降压模式（VinVout）：此时S3始终关断，S4始终导通，S1 和S2交替导通。图3（a）显示了其在Buck模式下的等效电路，它就像一个传统的降压变换器。升压模式（VinVout）：此时S1始终导通，S2始终关断，S3 和S4轮流导通。图3（b）显示了其在Boost模式下的等效电路，它就像一个传统的升压变换器。窗体顶端降压 - 升压模式（Vin Vout）：在此模式下，四个开关都将在每一个开关周期切换导通状态。因此，降压-升压模式的切换损耗比其他两种模式的大。 图4示出降压-升压转换器的传统转换方法，在一个转换周期内包含了两个阶段。开关S1和S3被同时开通和关断，而S2和S4被同时开通和关断。通过使用该切换方法，导通损耗也将增加，这可以通过利用伏秒平衡和安培-秒平衡的关系，计算负载电流I load和平均电感电流IL（avg）的关系被证明： （1）窗体底端其中D为占空比。窗体顶端其中D为占空比。在降压 - 升压模式下，当Vin为接近Vout时，D应该约为50。因此，IL（avg）是的I load的两倍。值得注意的是，IL（avg）和I load在降压模式是一样的。因为传导损耗正比于电感电流，大的电感电流会带来大的传导损耗从而降低了效率。 窗体顶端为了减少传导损耗，这项工作中使用了高效的切换方法，在一个单一的开关周期包括四个阶段：两个用于降压，两个用于升压。其IL（avg）可以表示为：窗体顶端其中，Tbuck和Tboost分别是在一个开关周期内降压和升压的等效工作时间，Dbuck和Dboost是其相应的等价占空比。当Vin接近Vout时，Dboost接近于零，因此，IL（avg）仅比的Iload稍大。因此，导通损耗有效地减小。如图5（a），开关S1和S3导通，而开关S2和S4截止。在这个阶段中，电感器是由输入源充电。然后，如图5（b），S3关断，S4导通。在这个阶段中，电感充电或放电取决于Vin和Vout之间的关系。如果Vin比Vout更大，在此阶段电感仍由输入源充电;否则，它会向负载放电。在这之后，S1断开，S2被接通，如图5（c）所示。在这个阶段中，电感器肯定会向负载放电。最后，如图5（d），S1再次接通，S2被关断。实际上，图5（b）与图5（d）相同。并且因此，在此阶段电感器可能被充电或放电。 窗体底端窗体顶端系统设计窗体顶端 非反相降压升压转换器的框图图6所示，包括功率级，斜坡发生器，带隙电路，反馈电路，PWM模式选择以及软启动。图7示出了降压 - 升压转换器的电路。窗体底端窗体顶端在这项工作选择了电压模式控制。输出电压由电阻器RDiv1及RDiv2分压，然后连接到误差放大器的负端，而其正端连接带隙参考电压。误差放大器的结构如图8所示，这是一个比例-微分（PID）补偿器。该PID补偿器包括一个直流极，两个零点和两个额外的高频极点。直流极被用来提高系统的直流增益，从而降低输出电压的稳态误差。两个零点被用于抵消LC的低频共轭极点，以增加系统带宽，两个高频极点用于降低开关噪声的影响。窗体底端误差放大器的输出Vc和它的移位信号Vc_shift随后会通过两个比较器与斜坡信号Vramp相比较。上面的比较器用于比较Vc_shift和Vramp，其输出决定了降压开关S1和S2的占空比。下面的比较器用于比较Vc和Vramp，以此来决定升压开关S3和S4的占空比。详细的操作说明如下：窗体顶端（1） 降压模式：当只有Vc_shift与斜坡信号Vramp相交，而Vc不与斜坡信号Vramp相交时，该系统工作在降压模式，如图9。根据不同的上部比较器的输出buck_pwm，开关S1和S2交替接通和断开。另外，由于此时Vc比Vramp低，下部比较器的输出boost_pwm始终保持在一个较低的水平，这使得S3关闭而S4导通。窗体底端（2） 升压模式：当只有Vc与斜坡信号Vramp相交，而Vc_shift不与斜坡信号Vramp相交时，该系统工作在升压模式，如图10。根据不同的下部比较器的输出boost_pwm，开关S3和S4交替接通和断开。另外，由于此时Vc_shift比Vramp高，上部比较器的输出buck_pwm始终保持在一个较低的水平，这使得S2关闭而S1导通。窗体顶端（3）降压