振幅调制、解调与混频电路.ppt

1 振幅调制 解调与混频电路 2 引言与概述 调制 Modulation 由携有信息的电信号去控制高频振荡信号的某一个或某几个参数 幅度 相位 频率 使该参数按照电信号的规律而变化的一种方式 调制信号 有信息的电信号 可以是模拟信号 也可是数字信号 载波 高频振荡信号 频率通常远高于调制信号 可以是正弦信号 也可是非正弦信号 已调信号 是指受调制后的高频振荡信号 即已经把调制信号加载到载波中的信号 解调 Demodulation 是调制的逆过程 即从已调信号中提取原调制信号的过程 3 地位 是通信系统的基本组成电路 特点 将输入信号进行频谱变换 以获得具有所需频谱的输出信号 频率变换电路 频谱搬移电路 线性变换 频谱非线性变换电路 振幅调制与解调 混频 频率调制与解调电路 频谱搬移电路 将输入信号的频谱沿频率轴搬移 特点 仅频谱搬移 不产生新的频谱分量 频谱非线性变换电路 将输入信号的频谱进行特定的非线性变换 特点 产生新的频谱分量 4 注意 线性与非线性仅针对频域 而对于时域则都属于非线性变换 信号的三种表示法 表达式 波形图 频谱图 5 本章主要用到的信号系统知识点 公式 定理 以及常用三角公式傅里叶级数展开泰勒级数展开 6 4 1频谱搬移电路的组成模型 4 1 1频谱搬移电路的组成模型 调幅 AM AmplitudeModulation 普通调幅 基础 DSB DoubleSidebandModulation 抑制载波的双边带调幅 SSB SingleSidebandModulation 抑制载波的单边带调幅 7 一 AM信号及其电路组成模型 1 电路组成模型 AM信号 载波信号振幅在原值上下按照低频 调制 信号规律变化 即 未经调制的输出载波电压振幅 取决于调幅电路的比例常数 要求 8 组成模型 加法器 相乘器 图中 AM 相乘器乘积系数 A 相加器的加权系数 且A k AMAVcm ka 9 2 单音调制 调制信号 已调信号 式中Vm0 1 Macos t vO t 的振幅 反映调制信号的变化 称为调幅信号的包络 10 表征调幅信号的重要参数 最大振幅 最小振幅 否则产生过调幅失真 调幅度 11 频谱 单音调制时调幅信号的频谱 由三个分量组成 角频率为的载波分量 角频率为的上边频分量 角频率为的下边频分量 两边频为相乘器对v t 和vc t 相乘的结果 负半频率部分没画 特点 上下两个边频 带 对称 成镜像 12 3 复杂音调制 调制信号 v t 为非余弦的周期信号 其傅里叶展开式为 式中 nmax max Fmax F max 2 Fmax为最高调制角频率 其值小于 c 已调信号 13 频谱 14 BWAM 2Fmax 频谱宽度 结论 调幅电路组成模型中的相乘器可对v t 和vc t 实现相乘运算 其结果 在波形上 将v t 不失真地转移到载波信号振幅上 在频谱上 将v t 的频谱不失真地搬移到的 c两边 复杂音调制的调制度Ma是各个单音调制度的平方和开根号 15 4 一般理论性推导 补充 已调信号 式中为外加的直流分量 目的是为了包络检波 为调制信号 载波角频率 不产生过调幅失真的条件 时域 16 频域 17 18 5 功率 单音调制时调幅信号电压在载频信号一个周期内的平均功率 式中 载波分量产生的平均功率 19 P t 在一个调制周期内平均功率 上 下边频分量的功率 称为边频功率 讨论 与调制效率的关系 AM的调制效率如何 20 二 双边带和单边带调制电路组成模型 1 双边带调制信号 目的 为了克服普通调幅波效率低的缺点 提高设备的功率利用率 可以不发送载波 而只发送边带信号 定义 仅传输两个边频的幅度调制方式称为抑制载波的双边带调制 简称双边带调制 21 22 组成模型 讨论 其包络与调制信号不一致 调制效率高 信号的带宽与AM信号一样 23 2 单边带调制信号 定义 仅传输一个边带 上边带或下边带 的调制方式称为单边带调制 目的 节省发射功率 频谱宽度压缩一半 BWSSB Fmax 实现模型 滤波法 相乘器 产生双边带调制信号 滤波器 取出单边带信号 24 25 实现模型 相移法 相乘器 90 相移器 相加器组成 26 相乘器I 相乘器II 27 对于复杂信号调制上面的模型也成立 28 29 4 1 2振幅解调和混频电路的组成模型 特点 均实现频谱不失真地搬移 两类组成模型类似 一 振幅解调电路 振幅调制信号的解调电路称为振幅检波电路 简称检波电路 Detector 本质 将振幅调制信号频谱不失真地搬回零频附近 也是一种频谱搬移电路 定义 30 组成模型 同步信号 已调信号 31 低通滤波器 32 讨论 同步信号必须与输入信号保持严格同步 同频 同相 即相干 否则检波性能会下降 相乘器输出电压并经过低通滤波之后的有用分量为 另一种非同步检波电路 包络检波电路 33 二 混频电路 Mixer Convertor 1 作用 频谱搬移 将载频为fc的已调信号vS t 不失真地变换为载频为fI的已调信号vI t vL t 本振电压 fL 本振频率 vI t 中频频率 IntermediateFrequency IF 34 fL fI fc之间的关系为 下混频 Down Convertor 上混频 Up Convertor 2 组成模型 或 35 36 4 1 3小结 振幅调制电路 振幅解调电路 混频电路都属于频谱搬移电路 它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的模型来实现 相乘器的作用就是将输入信号频谱不失真地搬移到参考信号频率的两边 或者说 输入信号频谱向左右搬移参考信号频率的数值 滤波器则是取出有用分量 抑制无用分量 37 38 4 2相乘器电路 实现 利用非线性器件 类别 电阻性 电抗性 按非线性器件 按输入信号注入方式 两输入信号加到同一器件输入端 两输入信号加到不同器件输入端 39 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性 一 非线性器件相乘作用的一般分析 二极管 晶体管的交流伏安特性可表示为 式中 v VQ v1 v2 VQ 静态工作点电压 v1 v2 输入电压 将f v 在VQ处进行泰勒展开 40 由于 所以 讨论 在两个电压同时作用下 响应电流中 出现了两个电压的相乘2a2v1v2 m 1 n 2 出现了无用高阶相乘项 m 1 n 2 设则组合频率分量 p q p 1 q 2 p q 0 1 2 p q 为偶数的组合频率分量均是由级数中n大于或等于 p q 的各偶次方项产生的 p q 为奇数的组合频率分量均是由级数中n大于或等于 p q 的各奇次方项产生的 41 产生频率分量 其最高谐波次数为n 消除无用组合频率分量的措施 从器件的特性考虑 选用具有平方律特性的场效应管 选择合适的静态工作点 从电路考虑 采用多个非线性器件组成平衡电路 抵消部分无用组合频率分量 采用补偿或负反馈技术实现接近理想的相乘运算 从输入电压大小考虑 限制信号值使器件工作在线性时变状态 可以获得优良的频谱特性 42 二 线性时变状态 1 线性时变表达式 将i f VQ v1 v2 在 VQ v1 点上对v2进行泰勒级数展开 即 与 4 2 4 比较可得 43 若v2很小 上式简化为 f VQ v1 和f VQ v1 是与v2无关的系数 但受v1影响 称为时变系数或时变参量 时变静态电流 时变增量电导 i与v2之间的关系是线性的 类似于线性器件 但是它们的系数是时变的 因此将这种器件的工作状态称为线性时变 这种状态十分适宜于构成频谱搬移电路 44 2 频率成分 若v1 V1mcos 1t 它的傅里叶展开式 式中 与v2相乘 组合频率分量仅为 且无用频率分量与有用分量 间隔容易设计得较大 便于滤波 45 三 半导体器件的线性时变模型 1 二极管 v1 V1mcos 1t足够大 设VQ 0 则在v1作用下 I0 v1 g v1 的波形如图 引入K1 1t 代表高度为1的单向周期性方波 称为单向开关函数 46 则g t 和I0 t 可分别表示为 因此 对右图中电路 当v1足够大 v2足够小时 通过二极管电流 47 二极管用受v1 t 控制的开关等效是线性时变工作状态的一个特例 对v1 v2取值有要求 它可进一步减少组合频率分量 这种状态称为开关工作状态 48 2 差分对管 特点 由多个非线性器件组成的平衡式电路 v1和v2分别加在不同的输入端 实现f v1 和f v2 相乘的特性 牢记公式 49 即差分对管工作在线性时变状态 差分对管差模特性差模输入 v1 V1mcos 1t若有 I0 A Bv2A和B为常数 代入差模特性 差分对管输出差值电流为 50 结论 利用两管的平衡抵消原理 差分对管的输出电流中减少了直流分量与p为偶数的众多组合分量 式中 是 2n 1 次谐波分量的分解系数 51 x10 00 51 01 52 02 53 04 05 07 010 0 1 x1 0 00000 12310 23560 33050 45080 46310 50540 55860 58770 61120 62570 6366 3 x1 0 0000 0 0046 0 0136 0 0271 0 0435 0 0611 0 1214 0 1571 0 1827 0 2122 5 x1 0 0000 0 002260 0097 0 03550 05750 08310 1273 52 当x1很大 x1 10 即V1m 260mV 时 趋于周期性方波 可近似用双向开关函数K2 1t 表示 即 53 优点 相比二极管电路 双差分对电路无直流分量 幅度加倍 不必将v2限制在很小数值内 只要保证I0受到v2线性控制即可 54 线性时变器件适宜构成频谱搬移电路的原因 线性时变器件输出电流中存在众多组合频率分量 但无用分量均远离有用分量 易于滤波 两种非线器件实现线性时变工作比较 四 小结与展望 55 非线性器件构成相乘器电路的两种模式 v1和v2直接相乘 必须采取平衡 反馈等措施消除无用的高阶相乘项 并扩展两输入信号电压的动态范围 应用于频谱搬移电路 信号处理电路 例 对数 反对数相乘器 双差分对模拟相乘器 将v2与经非线性变换的v1相乘 用于频谱搬移电路 例 双差分对平衡调制器 大动态范围平衡调制器 二极管环形混频器 问题 相乘器与混频器有何区别 56 4 2 2二极管平衡 双平衡混频器 DiodeDouble balancedMixer 思路 采用线性时变工作状态可以减少不必要的频率分量 还可以从电路角度考虑 用平衡电路进一步抵消不必要的频率分量 一 二极管平衡电路 57 思考 和二极管开关电路比较频率分量 二 二极管双平衡电路 58 三端口 R 输入口 vS Vsmcos ct L 本振口 vL VLmcos Lt I 输出口 RL为负载电阻 取出中频信号 Tr1 Tr2 宽频带变压器 中心抽头 初 次绕组匝数比为1 1 若VLm Vsm 则可认为各二极管均工作在受vL控制的开关状态 59 vL正半周 D2 D3导通 D1 D4截止 消去vL 60 vL负半周 D2 D3截止 D1 D4导通 同理可求vL负半周时的情况 开关函数为K1 Lt 61 通过RL的总电流为 双平衡混频器的输出电流中仅包含 p L c p为奇数 的组合频率分量 而抵消了 L c以及p为偶数 q 1的组合频率分量 62 若令 I L c则通过的中频电流为 63 环形混频器 RingMixer 各个端口之间有良好的隔离 即L端口和R端口对I端口是隔离的 L端口对R端口是隔离的 R端口对L端口是隔离的 实际情况 极少量功率在各端口之间窜通 64 二 混频损耗 ConversionLoss 定义 在最大功率传输条件下 输入信号功率PS对输出中频功率PI的比值 其单位用分贝表示 分贝数越大 混频损耗越大 输出中频信号的能力越差 加到输入信号源端电流ii为 65 通常RL RD 所以接在输入信号源端的等效负载电阻为 令Rs Ri RL 实现功率匹配 则 输出中频电压有效值为 相应的输出中频功率为 66 混频损耗为 讨论 考虑变压器和二极管损耗 Lc约为6 8dB 工作频率增高时 Lc将相应增大 工作条件 本振口功率足够大 二极管开关工作 而输入口功率必须远小于本振功率 否则Lc均将增大 若用作双边带调制电路 由于变压器的低频响应差 则 I端 调制信号v R端 载波信号vc L端 双边带信号输出 67 二极管平衡混频器电路的分析方法 电路中的二极管工作在受参考信号控制的开关工作状态 这决定了这类电路的分析方法与步骤 分析参考信号大于零 小于零时 每个二极管的导通情况 画出参考信号大于零 小于零时的等效电路 二极管用其开关等效电路等效 利用KVL和KCL列电路方程 解方程即可 68 4 2 3三极管Gilbert电路 一 双极型Gilbert电路相乘器 69 1 电路组成原理 平衡调制器的输出电流i 和i 由上面两差分对输出电流合成 故 结论 双极型Gilbert电路不能直接实现v1和v2的相乘运算 仅提供了两个非线性函数 双曲正切 相乘的特性 70 双差分对平衡器调制器的三种工作状态 此时 实现了相乘运算 71 v1为任意值 实现线性时变工作状态 实现开关工作状态 讨论 上述三种状态都要求v2取小值 采用反馈技术可扩展其动态范围 72 2 扩展v2的动态范围 Re 负反馈电阻 根据 可得 则 73 电路中 因而 根据 若 则 则x的三次方及其以上各次方项可忽略 74 平衡调制器的输出差值电流为 允许的最大动态范围为 举例 75 XFC1596集成平衡调制器 扩展v 动态范围 可扩展v 动态范围的差分对平衡调制器 恒流源 负载电阻 载波 调制 平衡电位器 确保v 0时i 0 T7T8偏置电阻 T5T6偏置电阻 T1T2偏置电阻 76 XFC1596用于同步解调 可解调AM DSB SSB VSB 残留边带 调制信号 77 3 扩展v1的动态范围 T7 T10组成补偿回路 78 则 因而双差分对管的输出差值电流 即T7 T8和T1 T4共同构成两个差值电流相乘的电路 79 T9 T10 RE1构成与T5 T6 RE2相同的电压 电流线性变换电路 且 相乘器的相乘增益 单位为1 V 80 4 2 4集成模拟相乘器 IntegratedAnalogMultiplier 又称为四象限相乘器 构成可控增益线性放大器 81 实际情况 电路中固有的不对称性和非线性 失调产生的偏差 输出失调电压 VOO VXIO VYIO 馈通误差EYF EXF 相乘特性非理想性产生的偏差 总误差E 非线性误差ENL 其他限制因素小信号带宽 转移速率 全功率带宽 建立时间等 82 双差分对模拟相乘器 实现电流相乘 外接阻扩展v2动围 恒流源 提供偏置 V I线性变换器 外接阻扩展v1动围 83 大动态范围平衡调制器AD630 AD630是用两只增益相同的同相和反相放大器交替工作而构成的平衡调制器 可以有效地扩展v2的动态范围 高达100dB 一 组成原理 84 A1与A3级联 接成反相放大器增益Avf1 Rf R1A2与A3级联 接成同相放大器增益Avf2 1 Rf R2增益相等 则 或 输入电压控制电压比较器 进而控制开关S 构成工作在开关状态的平衡调制器 85 二 主要特性 开环增益和共模抑制比高 110dB转移率快 45V s单位增益带宽大 2MHz输入动态范围大 100dB放大器隔离度高 100dB可用作模拟开关 86 4 3混频电路 地位 超外差接收机的重要组成部分 作用 将天线上感生的输入高频信号变换为固定的中频信号 重要性 靠近天线 直接影响接收音机动态范围等性能 种类 一般接收机中 三极管混频器 高质量通信接收机 二极管环形混频器 双差分对平衡调制器混频器 87 88 4 3 1通信接收机中的混频电路 一 主要性能指标 1 混频增益混频增益是指混频器的输出中频信号电压Vi 或功率PI 对输入信号电压Vs 或功率PS 的比值 单位是分贝 dB 或 或者用混频损耗Lc表示 89 2 噪声系数 混频器的噪声系数是指输入信号噪声功率比 PS Pn i对输出中频信号噪声功率比 PI Pn o的比值 单位是分贝 dB 3 1dB压缩电平 当输入信号功率较小时 混频增益为定值 输出中频功率随输入信号功率线性地增大 以后由于非线性 输出中频功率的增大趋于缓慢 直到比线性增大低于1dB时所对应的输出中频功率电平称为1dB压缩电平 1dBCompressionLevel 用PI1dB表示 90 PI1dB所对应的输入功率是混频器动态范围的上限电平 而混频器的下限动态电平则是由噪声系数确定的最小输入信号功率 单位dBm 91 4 混频失真 混频器件非线性 使输出电流包含众多无用组合频率分量 若某些靠近中频 则中频滤波器无法将它们滤除 叠加在有用中频信号上 引起的失真称为混频失真 5 隔离度 本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比 称为隔离度 单位是分贝 dB 它的危害在于它会通过输入信号回路加到天线上 产生反向辐射而严重影响到邻近的接收机 92 二 二极管环形混频器和双差分对混频器 1 二极管环形混频器 Level7 17 23 优点 工作频带宽 几十千赫 几千兆赫 噪声系数低 约6dB 混频失真小 动态范围大缺点 没有混频增益 隔离度低 需要匹配网络 2 双差分对平衡混频器 AD831 优点 混频增益大 不需要匹配网络 外加本振功率小 隔离度高 集成化缺点 噪声系数大 10dB 动态范围小 93 4 3 2三极管混频电路 电路简单 通常用于要求不高的接收机中 一 作用原理 94 L1C1为输入信号回路 调谐在fc上L2C2为输出中频回路 调谐在fI上vL VLmcos Lt为本振电压 接在基极回路vS Vsmcos ct为信号电压 很小 满足线性时变条件 VBB0为基极静态偏置电压vBB t VBB0 vL为三极管的等效偏置电压 时变基极偏压 vBE VBB0 vL vS 95 中基波分量与输入电压vS相乘 并令 I L c 得到中频电流分量 称为混频跨导 定义为输出中频电流幅值对输入信号电压幅值之比 其值等于gm t 中基波分量幅度的一半 若设中频回路的谐振电阻为Re 则所需的中频电压vI iIRe 相应的混频增益为 96 结论 满足线性时变的条件下 三极管混频电路的混频增益与gmc成正比 而gmc又与VLm和静态偏置有关 三极管转移特性曲线其个点斜率连线即为跨导特性gm vBE 当VBB0一定 VLm 则gmc 直到gm t 趋近方波 gmc到达最大值 97 实际情况 由于自给偏置效应 基极偏置电压将自静态值VBB0向截止方向移动 反之 当VLm一定 改变VBB0时 gmc也会相应变化 98 二 电路 本振 虚框 电感三点式 Le Lb取值较小 本振回路对输入信号严重失谐 输入回路对本振信号严重失谐 保证隔离度 99 4 3 3混频失真 产生原因 由混频器的非线性所引起 分类 组合频率干扰 干扰哨声 寄生通道干扰 混频器特有 交调失真 非线性失真 互调失真 加在混频电路输入端的信号有 100 一 干扰哨声和寄生通道干扰 1 干扰哨声 产生原因 有用信号 本振信号 混频器件输出电流组合频率分量 fp q pfL qfc 变换通道 p q值及其正负号 振幅随p q值的增加而减少 只有p q 1的通道是有用的 它可以将输入信号频率变换为所需的中频 而其余大量的变换通道无用甚至有害 若存在某一对p和q 使得 pfL qfc fI F F为音频频率 低频 则该通道能顺利通过中频放大器 收听者能同时听到有用信号以及检波后的差拍信号 频率F 形成的哨叫声 称为干扰哨声 101 例 fs 931kHz fI 465kHz fL fs fI 1396kHz 输出可能存在2fs fL 2 931 1396 kHz 466kHz的组合频率 与465kHz一起送到检波器 产生差拍现象 在扬声器听到1kHz的哨叫 若令 102 一般fI F 上式可简化为 结论 产生干扰哨声的输入有用信号频率有无限多个 并且其值均接近于fI的整数倍或分数倍 p q较大的干扰哨音可忽略 只有满足干扰哨音条件且落入接收机频段内的信号才会产生干扰哨音 103 减小干扰哨声的方法 将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频段之外 由于当p 0 q 1时干扰哨声强 即fc fI 接收机的中频选在接收频段以外 避免这个最强的干扰哨声 如 中频接收机 fI规定为465kHz 中波 535 1605kHz 104 2 寄生通道干扰 产生原因 干扰信号 本振信号 当干扰频率fM与本振频率fL满足 pfL qfM fI干扰信号就将其频率fM变换为fI 顺利地通过中频放大器 造成干扰 收音机听到干扰信号 这种干扰称为寄生通道干扰 此时收音机中既能听到正常广播声音 同时又能听到干扰电台声音 若令 可以形成寄生通道干扰的干扰信号频率为 105 寄生通道干扰的两种最强情况 中频干扰 IntermediateFrequency p 0 q 1 fM fI 故称中频干扰 这时 混频器起到中频放大器的作用 具有比有用信号更强的传输能力 镜像干扰 ImageFrequency p 1 q 1 fK fL fI fc 2fI 这种干扰信号 所通过的寄生通道具有与有用通道相同的p q值 因此具有与有用通道相同的变换能力 106 当fM一定时 接收机能够在哪些fc上收听到该干扰信号 例 当混频器输入端有fM 1000kHz干扰信号时 接收机能够在1070kHz p 1 q 2 和767 5kHz p 2 q 2 等频率刻度上收听到该干扰信号声音 107 3 小结 干扰哨声由输入有用信号产生 而寄生通道干扰则是由输入干扰信号产生 它们都是混频器中特有的干扰现象 消除干扰哨声 必须将产生较强干扰哨声的信号频率移到接收频段以外 其中接近于中频的信号所产生的干扰哨声最强 因而必须将中频移到接收频段以外 克服寄生通道干扰的影响 就必须加大寄生通道干扰信号与有用输入信号之间的频率间隔 以便混频器前滤波器将寄生通道干扰信号滤除 不让它们加到混频器输入端 克服中频干扰 应将中频选在接收频段以外 且远离接收频段 克服镜像频率干扰 它与有用信号之间的频率间隔为中频的两倍 高中频方案 二次混频结构 108 4 高中频方案 低中频方案 将中频选在低于接收频段的范围 中频低 中频放大器容易实现高增益和高选择性 高中频方案 将中频选在高于接收频段的范围 中频很高 镜像频率干扰的频率远高于有用信号频率 混频前的滤波电路很容易将它滤除 例 短波通信接收机 接收频段为 2 30 MHz 中频选在70MHz附近 109 5 二次混频方案 高中频 低中频方案 110 二 交调失真和互调失真 交调失真和互调失真不仅会在混频器中产生 也会在高频和中频放大器产生 它是由二个或多个输入信号通过非线性器件时产生的 1 交调失真 Cross ModulationDistortion 原因 接收机前端电路选择性不好 有用信号vS和干扰信号vM同时串入混频器输入端 且二者皆为调幅波 现象 不仅可听到有用信号 同时也听到干扰信号 当接收机对有用信号失谐时 干扰信号也随之消失 如同干扰台调制信号调制在有用信号频率上 故称交叉调制干扰 特点 混频器件非线性的高次方项引起的 且与干扰信号电压振幅的平方成正比 111 设混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为 i f v a0 a1v a2v2 a3v3 a4v4 其中 v vL vS vM VLmcos Lt Vsmcos ct VMmcos Mt v的二次方项 展开式中的2a2vLvS 四次方项 展开式中的及更高偶次方项均会产生中频电流分量 其中产生的中频电流分量振幅为 其值与VMm有关 这种失真是将干扰信号的包络交叉地转移到输出中频信号上去的一种非线性失真 故称为交叉调制失真 112 2 互调失真 IntermodulationDistortion 原因 混频器输入端同时作用着两个干扰信号vM1和vM2 令v vL vS vM1 vM2 VLmcos Lt Vsmcos ct VM1mcos M1t VM2mcos M2t 则i中将包含的组合频率分量 其中 fL fc fI p q 1 r s 0 为有用中频分量 若 将引起混频器输出中频信号失真 这种失真由两个干扰信号互相调制产生的 故称互调失真 113 若在r和s为小值时 r 1 s 2或r 2 s 1 的组合频率分量的频率趋近于fI 即 fL 2fM1 fM2 fI或fL 2fM2 fM1 fI 亦即2fM1 fM2 fc或2fM2 fM1 fc 这种互调失真最严重 由于r s 3 称这种失真为三阶互调失真 它是由v四次方项中的或产生的 当VM1m VM2m VMm时 它们的幅度均为 114 3 三阶互调失真截点 工程中往往将允许的最大三阶互调失真作为混频器 或高频放大器 的重要性能指标 且将它对应的最大输入干扰强度作为动态范围的上限 原理 有用输入信号产生的中频电流分量幅度为与Vsm成正比 而三阶互调失真分量的幅度与输入干扰信号幅度VMm的三次方成正比 通常将中频功率的延长线与三阶互调失真功率线的交点称为三阶互调截点 ThirdOrderIntermodulationInterceptPoint 相应的互调失真功率用PIM3表示 115 PIM3大体比PI1dB高 10 15 dBm 可根据PIM3估算某一输入干扰电平所对应的输出三阶互调失真电平 116 例 某一混频器 已知PI1dB 10dBm 对应的输入信号功率为0dBm 试求两个输入干扰电平均为 20dBm时的输出三阶互调失真电平 解 已知PI1dB 因而PIM3 PI1dB 10 15 dBm 20 25 dBm 取PIM3 25dBm 则对应的输入干扰功率PM 15dBm 当PM 20dBm 即自15dBm下降35dBm时 相应的PIM自PIM3下降105dBm 即为 80dBm 117 抑制干扰的措施 1 提高混频器前端电路的选择性 例如 中频干扰 加中频陷波器 2 适当选择中频频率 将中频选在接收频段之外 采用高中频方案 使镜像干扰频率远离有用信号频率 3 合理选择混频器工作点 将Q点设置在混频器件特性的二次方区域 尽量减少三次方项或更高次项所引起的交叉调制干扰 4 尽量采用组合频率分量少的混频电路与器件 模拟相乘器 二极管平衡混频器等 具有输出组合频率分量数量少的特点 118 4 4振幅调制与解调电路 4 4 1振幅调制电路 按功率高低分类 高电平调制电路 置于发射机的末端 要求产生功率足够大的已调信号 119 低电平调制电路 置于发射机的前端 产生小功率的已调信号 而后通过多级线性功率放大器放大到所需的发射功率 一 高电平调幅电路 HighLevelAMCircuit 优点 是可以不必采用效率较低的线性功率放大器 这对提高发射机整机效率有利 用途 调幅发射机 中波和短波 电路 广泛采用高效率的丙类谐振功率放大器 包括集电极调幅电路 CollectorAMCircuit 和基极调幅电路 BaseAMCircuit 以及调制信号同时加到集电极和基极上构成复合调幅电路 120 载波电压通过双调谐回路加到T2管基极 输出端采用并馈方式和 型匹配网路 注意 C8为高频滤波电容 其容抗值对调制信号频率开路 对载波频率短路 121 载波电压通过变压器耦合以及L型网络加到基极 C2高频滤波电容 122 二 低电平调制电路 用途 实现双边带和单边带调制 优点 调制线性好 载波抑制能力强 而功率和效率的要求则是次要的 信号的特点 载漏 表示载波抑制能力的强弱 指输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数 例如馈通误差 123 三 滤波法单边带发射机 技术难度与载波频率高低密切相关 过渡带 因此采用滤波法构成单边带发射机 一般均采用多级滤波 124 在某些单边带发射机中 为了接收机便于产生同步信号 还同时发射低功率的载波信号 称为导频信号 125 4 4 2二极管包络检波电路 任何振幅调制信号 都可以用相乘器和低通滤波器组成的同步检波电路进行解调 普通调幅信号 AM 来说 由于它的载波分量未被抑制 还可以直接利用非线性器件实现相乘作用 得到所需的解调电压 而未必另加同步信号 通常将这种振幅检波器称为包络检波器 EnvelopeDetector 126 一 工作原理 1 电路 由工作在受输入信号控制的开关工作状态的检波二极管D和RLC低通滤波器串联组成 称为串联型二极管包络检波电路 为大信号检波电路 当输入端AM信号其值足够大时 二极管的伏安特性可用自原点转折 斜率为gD 1 RD的折线逼近 127 低通滤波器的时间常数小于调制信号周期 低通滤波器的通频带让低频调制信号通过 低通滤波器的时间常数远大于载波周期 滤除高频分量 2 工作过程 检波过程就是信号源通过二极管给电容充电和电容对负载电阻放电交替进行的过程 当vS t vAV时 二极管导通 vS向电容C充电 充电时间常数为 RDC 充电时间常数很小 电容器上的电压很快到达vS t 的顶峰 128 当vS t vAV时 二极管截止 电容C上的电压通过电阻RL放电 放电时间常数为 RLC 放电时间常数远大于充电时间常数 电容器C上的电荷还远没有释放完 在输入信号下一个正半周的某一时刻又开始给电容器充电 在高频信号的每一周电容器C充 放电一次 充电快 放电慢 当充放电达到动态平衡时 电容器上的电压趋近于输入信号峰值 输出电压具有负反馈作用 二极管只在输入高频振荡的峰值附近导通 且时间极短 其输出电压波形必与输入信号包络成正比 二极管电流中的平均分量即为检波输出电流 其在负载电阻RL上产生的电压即为检波输出电压 129 充放电达到动态平衡后 输出电压便将稳定在平均值vAV上下按角频率 c作锯齿状波动 即vAV VAV V mcos t且其值与输入调幅信号包络Vm0 1 Macos t 成正比VAV dVm0 V m dMaVm0 d 检波电压传输系数 检波效率 恒小于1 130 3 讨论 VAV反映输入信号载波幅度的直流分量 V m反映调制信号的交流分量 D的作用 原理上 D起着受输入电压控制的开关作用 D导通与截止时间与RLC大小有关 RLC C向RL的放电速度 C的泄放电荷量 D导通时间 锯齿波动 vAV增大 为提高检波性能 RLC取值应足够大 当满足和RL RD的条件时 可以认为 VAV Vm 即检波电压传输系数 d趋于1 而叠加在vAV上的残余高频 输出纹波 电压趋于0 131 二 输入电阻 在接收机中 检波器前接有中频放大器 iS和L1 C1 R1分别为中频放大器折算到检波器输入端的等效电流源和输出谐振回路 调谐在 c上 检波器是中频放大器的输出负载 可用检波输入电阻Ri来表示这种负载效应 而Ri定义为输入高频电压振幅对二极管电流i中基波分量振幅的比值 132 Ri的求法可近似从能量守恒原理求得 设输入高频等幅电压 相应的输出直流电压为VAV 检波器获得的高频功率为 输出的有用平均功率为 且 由此可得 若输入为调幅信号 且则可用同样推导方法推出上述结果 二极管包络检波器的输入电阻Ri与输出负载电阻RL直接有关 133 负载效应 Ri会使输入中频谐振回路的谐振电阻减小 减小负载效应 必须增大Ri 即增大RL 但增大RL 受检波器惰性失真 后面介绍 的限制 解决办法 采用三极管射极包络检波电路 原理 发射结等效检波二极管 输入电阻比二极管检波器增大了 1 倍 该检波电路广泛应用于在集成电路中 134 三 并联型二极管包络检波电路 当要求检波电路和中频放大器间接隔直流电容时 常用并联型 RL与二极管D并接 二极管包络检波电路 C是负载电容 兼作隔直电容 并联型电路与串联型电路有相同的检波过程 与串联检波电路不同的是其输出电压vO中还包括输入信号直接通过C在输出端产生的高频电压 即vO vS vC 因而需要在检波器的后续电路中另加低通滤波器将高频成分滤除 135 由于输入信号源直接在RL上消耗高频功率 因而它的输入电阻比串联型电路小 根据能量守恒 当 136 1 大信号检波 包络检波 四 大信号检波与小信号检波 条件 二极管伏安特性可用原点转折的两段折线逼近 即输入电压足够大 二极管工作在导通区和截止区时 故二极管包络检波的这种工作状态称为大信号检波 实际电路 均外加正向偏置电压 或电流 克服VD on 的影响 在这种情况下 工程上 可认为输入高频电压振幅大于500mV以上就能保证二极管检波器工作在大信号检波状态 2 小信号检波 二极管在整个高频周期内导通 检波器从输入信号源获得的高频功率大部分消耗在RD上 vD vS t Vmcos ct 二极管的非线性伏安特性用幂级数来逼近 137 考察二次方项 平方律检波 SquareLawDetection 此时输出平均电压vAV不能反映输入调幅波的包络变化 检波器获得的高频功率大部分消耗在RD上 即 实际电路 vS振幅Vm足够小 几至十几毫伏 此时 二极管应设有很小的偏置电流 3 讨论 为避免小信号检波的缺点 在接收机中 总是先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波 小信号检波器利用二极管的平方律特性检波 检波输出的平均电压与输入信号幅度的平方成正比 可用于检测信号的有效值 138 五 二极管包络检波