小功率调频发射机_高频课程设计.doc

高频电子线路课程设计高频电子线路课程设计 设计课题 设计课题 小功率调频发射小功率调频发射 机机 1 摘摘 要要 调频发射机目前处于快速发展之中 在很多领域都有了很广泛的应用 它 可以用于演讲 教学 玩具 防盗监控等诸多领域 这个实验是关于小功率调 频发射机工作原理分析及其安装调试 通过这次实验我们可以更好地巩固和加 深对小功率调频发射机工作原理和非线性电子线路的进一步理解 学会基本的 实验技能 提高运用理论知识解决实际问题的能力 本课设结合 Proteus 软件来对小功率调频发射机电路的设计与调试方法进行 研究 Proteus 软件能实现从电学概念设计到输出物理生产数据 以及这之间的 所有分析 验证 和设计数据管理 今天的 Proteus 软件已不是单纯的设计工具 而是一个系统 它覆盖了以仿真为核心的全部物理设计 使用 Proteus 等计 算机软件对产品进行辅助设计在很早以前就已经成为了一种趋势 这类软件的 问世也极大地提高了设计人员在机械 电子等行业的产品设计质量与效率 本课题的设计目的是要求掌握最基本的小功率调频发射系统的设计与安装 对各级电路进行详细地探讨 并利用 Proteus 软件仿真设计了一个小功率调频发 射机 2 目录 一 设计任务 3 二 主要性能指标 4 三 电路组成方案 5 四 设计方法 6 4 1 振荡级 6 4 2 缓冲级 9 4 3 功率输出级 10 4 4 总的原理图设计 11 五 测试结果 13 六 心得与体会 14 七 参考文献 15 实验元器件清单 16 3 一 设计任务一 设计任务 1 确定电路形式 选择各级电路的静态工作点 画出电路图 2 计算各级电路元件参数并选取元件 3 测试结果 4 调试并测量电路性能 4 二 主要性能指标二 主要性能指标 1 中心频率 0 12fMHz 2 频率稳定度 0 10ff 3 最大频偏 10 m fKHz 4 输出功率 30 A pmW 5 天线形式 拉杆天线 75 欧姆 6 电源电压 9 cc VV 5 三 电路组成方案三 电路组成方案 拟定整机方框图的一般原则是 在满足技术指标要求的前提下 应力求电 路简单 性能稳定可靠 单元电路级数尽可能少 以减小级间的相互感应 干 扰和自激 在实际应用中 很多都是采用调频方式 与调频相比较 调频系统 有很多的优点 调频比调幅抗干扰能力强 频带宽 功率利用率大等 调频可以有两种实现方法 一是直接调频 就是用调制信号直接控制振 荡器的频率 使其按调制信号的规律线性变化 令一种就是间接调频 先对调 制信号进行积分 再对载波进行相位调制 两种调频电路性能上的一个重大差 别是受到调频特性非线性限制的参数不同 间接调频电路提供的最大频偏较小 而直接调频可以得到比较大的频偏 实用发射电路方框图 实际功率激励输入功率为 1 56mW 由于本题要求的发射功率 Po不大 工作中心频率 f0也不高 因此晶 体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大 整机电路可以 设计得简单些 设组成框图如图所示 各组成部分的作用是 1 倍倍 20 倍倍 20 倍倍 1 LC 调频振荡器 产生频率 f0 5MHz 的高频振荡信号 变容二极管线性调频 最大频偏 f 75kHz 整个发射机的频率 稳定度由该级决定 2 缓冲隔离级 将振荡级与功放级隔离 以减小功放级对 振荡级的影响 因为功放级输出信号较大 当其工作状态发生 图 1 2 实用调频发射机组成方框图 调制 信号 LC 调 频 振荡器 缓冲 隔离 功率 激励 末级 功放 1 25 mW 1 25 mW 25 mW 500 mW 0dB 13dB 13dB 6 变化时 如谐振阻抗变化 会影响振荡器的频率稳定度 使波 形产生失真或减小振荡器的输出电压 整机设计时 为减小级 间相互影响 通常在中间插入缓冲隔离级 缓冲隔离级电路常 采用射极跟随器电路 3 高频小信号放大器 为末级功放提供激励功率 如果发 射功率不大 且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求 功率激励级可以省去 4 末级功放 将前级送来的信号进行功率放大 使负载 天线 上获得满足要求的发射功率 如果要求整机效率较高 应采用丙类 功率放大器 若整机效率要求不高如 50 A 而对波形失真要求较小 时 可以采用甲类功率放大器 但是本题要求 50 A 故选用丙类 功率放大器较好 所以 通常小功率发射机采用直接调频方式 它的组成框图如图 3 1 所示 图 3 1 其中高频振荡级主要是产生频率稳定 中心频率符合指标要求的正弦波信 号 且其频率受到外加调制信号电压调变 缓冲级主要是对调频振荡信号进行 放大 以提供末级所需的激励功率 同时还对前后级起有一定的隔离作用 为 避免级功放的工作状态变化而直接影响振荡级的频率稳定度 功放级的任务是 确保高效率输出足够大的高频功率 并馈送到天线进行发射 调频振荡级缓冲级输出功率级 7 四 设计方法四 设计方法 4 1 振荡级振荡级 1 振荡电路的选择 振荡电路主要是产生频率稳定且中心频率符合指标要求的正弦波信号 目 前应用较为广泛的是三点式振荡电路和差分对管振荡电路 三点式振荡电路又 可分为电感和电容三点式振荡电路 由于是固定的中心频率 因而采用频率稳 定度较高的克拉拨振荡电路来作振荡级 其电路原理图如图 4 1 1 所示 克拉拨振荡电路与电容三点式电路的 差别 仅在回路中多加一个与 C2 C3 相 串接的电容 C6 回路的频率 1 f 2 c LC 克拉拨振荡电路的频稳度大体上比电容三 点式电路高一个量级 由于是调频发射机 其频率受到外加 调制信号电压调变 因此 回路中的电抗 要能够跟调制信号的改变而改变 应用一 可变电抗器件 它的电容量或电感量受调制信 图 4 1 1 号控制 将它接入振荡回路中 就能实现调频 最简便 最常用的方法是利用 变容二极管的特性直接产生调频波 因要求的频偏不大 故采用变容 二极管部分接入振荡回路的直接调频方式 其原理电路如图 4 1 2 所示 它具有工作频率高 固定损耗小和使用方便等优点 变容二极管 Cj 通过耦合电容 C1并接在 LCN回路的两端 形成振荡回路总容 的一部分 因而 振荡回路的总电容 C 为 4 jN CCC 1 8 图 4 1 2 振荡频率为 4 2 1 2 1 jN CCLLC f 2 加在变容二极管上的反向偏压为 4 3 高频振荡 可忽略调制电压直流反偏 OQR VV 变容二极管利用 PN 结的结电容制成 在反偏电压作用下呈现一定的结电 容 势垒电容 而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化 其 关系曲线称 曲线 如图 4 1 3 所示 j C R 由图可见 未加调制电压时 直流反偏所对 Q V 应的结电容为 当调制信号为正半周时 变容 j C 二极管负极电位升高 即反偏增加时 变容二极管 的电容减小 当调制信号为负半周时 变容二极 j C 管负极电位降低 即反偏减小时 增大 其变化 j C 具有一定的非线性 当调制电压较小时 近似为工 作在 曲线的线性段 将随调制电压线性 j C R j C 变化 当调制电压较大时 曲线的非线性不可忽略 它将给调频带来一定的非线性失真 图 4 1 3 我们再回到图 4 1 2 并设调制电压很小 工作在 Cj VR曲线的线性段 9 暂不考虑高频电压对变容二极管作用 设图 4 1 3 用调制信号控制变容二极管 结电容 4 tVV QQR cos 4 由图 4 1 3 可见 变容二极管的电容随 R变化 即 4 tCCC mjQj cos 5 可得出此时振荡回路的总电容为 4 tCCCCCC mjQNjN cos 6 由此可得出振荡回路总电容的变化量为 4 tCCCCCC mjjQN cos 7 由式可见 它随调制信号的变化规律而变化 式中 m C 的是变容二极管结电 容变化的最大幅值 我们知道 当回路电容有微量变化 C 时 振荡频率 也会产生的变化 其关系如下 f C C f f 2 1 0 4 8 式中 是未调制时的载波频率 是调制信号为零时的回路总电容 显 0 f 0 C 然 4 jQNo CCC 9 由公式 4 2 可计算出中心频率 0 f 2 1 0 jQN CCL f 4 10 将 4 8 式代入 4 9 式 可得 tftCCftf m coscos 2 1 00 4 11 10 频偏 m CCff 2 1 00 4 12 振荡频率 4 tfftfftf oo cos 13 由此可见 振荡频率随调制电压线性变化 从而实现了调频 其频偏与 f 回路的中心频率 f0成正比 与结电容变化的最大值 Cm 成正比 与回路的总电 容 C0成反比 2 参数计算 根据前面的介绍 可以设计出如图的振荡电路 其中 R4 用来提供直流交流 负反馈 设计中 D1 为变容二极管 我们选用 910AT 型变容二极管 其容量变化 可以从几十 PF 到 100 200PF 因此 C7 数值接近于 Cj 的高端值 若假设 C7 足够大 接近短路 而 C8 也逐渐增大 从几个 PF 增加到十几个 PF 此时 C 增大 则振荡频率减小 同时静态调制特性会发生变化 所以综合以上因素 C7 C8的选择 对静态调制特性影响比较显著 所以我们选择 C7 为 220PF 的电容 C8 选 择 47PF 的电容 由 7j8 0 7j8 CCC CC C C C 以及 Cj的性质 我们选择 C2为 100PF C3为 220PF C6为 220PF 利 用 R7 R8对 D1变容管加反偏电压 工作电压为 9V R7 R8可选用为 27K 则反偏电压为 4 5V R1 R2为三极管基极偏置电阻 均选用 10K R4 R5为负反馈电阻 选择较小的电阻即可 我们选用 R4为 12 R5为 K 因为 fosc 12MHz 由 4 LC fosc 2 1 14 11 设 C0为 C2 C3与 C6串联值 由于 910 变容二极管在 0236 52pfCCCC 偏置电压 4 5 的情况下 Cj 较小 大概为十几 pf 先不考虑 Cj 的值 所以并接 在 L1上的回路总电容为 4 7j8 0 7j8 CCC CC91pf C C C 15 所以电感 L1为 4 1 2 osc 1 L1 93uH C2 f 16 4 2 缓冲级缓冲级 因为本次实验对该级有一定的增益要求 而中心频率是固定的 因此用 LC 并联回路作负载的小信号放大器电路 缓冲放大级采用谐振放大 L2和 C10谐 振在振荡载波频率上 若通频带太窄或出现自激则可在 L2两端并联上适当电阻 以降低回路 Q 值 该极工作于甲类以保证足够的电压放大 对缓冲级管子的要求是 rosc f35 f CCBR CEO V2V 所以可选用普通的小功率高频晶体管 如 3804 等 另外 bQeQBE VV V I cQ I 若取流过偏置电阻 R9 R10的电流为 I1 10IbQ 则 R10 VbQ I1 R8 Vcc VbQ I1 所以选 R10 R8均为 10K 为了减小缓冲级对振荡级 的影响 射随器与振荡级之间采用松耦合 耦合电 容 C9可选为 180pf 对于谐振回路 C10 L2 由 图 4 2 1MHz LC fosc12 2 1 12 故本次实验取 C10为 100PF 10 2 2 osc 1 L1 76 H C2 f u 所以 缓冲级设计电路为图 4 2 1 所示 4 3 功率输出级功率输出级 为了获得较大的功率增益和较高的集电极功率 设计中采用共发射极电路 同时使其工作在丙类状态 组成丙类谐振功率放大 器 由设计电路图知 L3 C12 和 C13为匹配网络 与 外接负载共同组成并谐回路 为了实现功率输出级 在丙类工作 基极偏置电压 VB3应设置在功率管的 截止区 同时为了加强交流反馈 在 T3的发射极串 接有小电阻 R14 在输出回路中 从结构简单和调节方 图 4 3 1 便考虑 设计采用 型滤波网络 如图 4 3 1 L3 C12 C13构成 型输出 Q3 管工作在丙类状态 调节偏置电阻可以改变 Q3 管的导通角 导通角越小 效率越高 同时防止 T3 管产生高频自激而引成回路用来实现阻抗匹配并进行滤 波 即将天线阻抗变换为功放管所要求的负载值 并滤除不必要的高次谐波分 量 在选择功率管时要求 0cm PP maxcmc Ii CCBR CEO V2V rosc f35 f 综上可知 我们选择 Q3804 功率管 由于要使功放级工作在丙类 就要使 解得 为了使功 12 1213 0 7 cc BBE VR VVv RR 13 12 8 3 R R 放的效率较大 可以减小 Q3 管的导通角 这里取 R13 11R12 第二级集电极的输出电流已经扩大了 几十倍 为防止第三级的输入电流过大而烧坏三 极管 需要相应的增大第三级的输入电阻 取 R13 220K R12 20K 改变 R14可调整放大倍数 取较小的反馈电阻有利于提高增益 因为选定 13 所以发射极电压 VE为 0 05V 因此 R14可选为 12 1213 9 20 0 75 20220 cc B VR Vv RR 100 由于 L R L Qe 3 3 1 2 osc t ff LC 且 一般取 Qe 8 10 1213 1213 t CC C CC 所以 3 2 1213 1213 1 L C C 2 f C C 解得 L3 1 06 H 图 4 3 2 计算得 C13 680PF C12 220PF 功放级的电路设计如图 4 3 2 所示 丙类功率放大器 末级功放 设计 发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去 但是功 率增益又不可能集中在末级功放 否则电路性能不稳 容易产生自 激 因此要根据发射机的各组成部分的作用 适当地合理地分配功 率增益 如果调频振荡器的输出比较稳定 又具有一定的功率 则 功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些 功率激励级一般采 用高频宽带放大器 末级功放可采用丙类谐振功率放大器 缓冲级 可以不分配功率 功率增益如图 2 1 所示 仅从输出功率 Po 500mW 一项指标来看 可以采用宽带功放或 乙类 丙类功放 由于还要求总效率大于 50 故采用一级宽带放 大器加一级丙类功放实现 其电路形式如图 2 1 所示 14 图 2 1 末级丙类功放电路 1 基本关系式 如图 2 1 所示 丙类功率放大器的基极偏置电压 VBE是利用发 射机电流的分量 Ie0在射极电阻 R14上产生的压降来提供的 故称为 自给偏压电路 当放大器的输入信号 Vi 为正弦波时 集电极的输出 电流 iC为余弦脉冲波 利用谐振回路 LC 的选频作用可输出基波谐 振电压 uc 电流 iC1 1 集电极基波电压的振幅 Ucm Icm1RP 式中 Icm1为集电极基波电流的振幅 RP为集电极负载阻抗 2 输出功率 Po Po Ucm Icm1 Ucm2 2 RP 3 直流功率 Pv Pv Vcc Ic0 前 级 功 率 放 大 输 入 15 4 集电极耗散功率 PTPT Pv Po 5 集电极的效率 Po Pv 6 集电极电流分解系数 n Icmn icmmax 7 导通角 bm BBon U VU cos 一般取 oo 8060 2 确定丙类放大器的工作状态 为了获得较高的效率 和最大的输出功率 Po 选丙类放大器的 工作状态为临界状态 700 功放管为 3DA1 3DA1 的参数如表 4 1 所示 表 2 1 3DA1 参数表 PCMICMVCEShfefTAP 1W 750mA 1 5V 10 70MHz 13dB 1 最佳匹配负载 25 110pR 25 110 5 0 2 5 112 2 22 Po VV R CEScc p 2 由 Po 0 5 Ucm Icm1 Ucm2 2 RP 可得 设集电极输出电压 Ucm 9V 3 集电极基波电流振幅 Icm1 Po 0 5 Ucm 111 1mA 4 集电极电流最大值 Icm Icm1 1 700 111 1 0 44 252 5mA 5 集电极电流直流分量 Ic0 Icm 0 700 252 5 0 25 63 125mA 6 电源供给的直流功率 Pv Vcc Ic0 757 5mW 7 集电极的耗散功率 PT Pv Po 757 5 500 257 5mW 小于 PCM 16 1W 顾管子达到最大功率是不会烧坏 8 总效率 Po Pv 500 757 5 66 9 若设本级功率增益 Ap 13dB 20 倍 则输入功率 Pi Po Ap 25mW 输入功率 Pi 25mW 10 基极余弦脉冲电流的最大值 Ibm 设晶体管 3DA1 的 20 Ibm Icm 12 6mA 11 基极基波电流的振幅 Ibm1 Ibm 1 700 12 6 0 44 5 55mA 12 基极电流直流分量 Ib0 Ibm 0 700 21 45 0 25 3 15mA 13 基极输入电压的振幅 Ubm 2Pi Ibm1 9 4V 14 丙类功放的输入阻抗 86 44 0 70cos1 25 cos1 0 1 bb i r Z 3 计算谐振回路及耦合回路的参数 1 最佳匹配负载 RL 51 输出变压器线圈匝数比 N5 N3 解决最佳匹配负载问题 68 0 110 512 3 5 p LLo R R Ucm RP N N 取 N5 2 N3 3 2 令谐振回路电容 C11 100pF 则谐振回路电感 L uH Cf L10 10 100 10 5 14 3 2 1 2 1 1226 11 2 0 4 输出变压器初级线圈总匝数比 N N3 N4 高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌 NXO 铁氧体 而不 能采用硅钢铁芯 因其在高频工作时铁损耗过大 NXO 100 环形铁 氧体作高频变压器磁芯时 工作频率可达十几兆赫兹 若采用外径 内径 高度 10mm 6mm 5mm 的 NXO 100 环 来绕制输出耦合变压器 由公式 HN l A L cm cm mH 32 2 2 10 4 式中 100H m 为磁导率 N 为变压器初级线圈匝数 A 25mm2 为磁芯截面积 l 25mm 为平均磁路长度 计算得 N 8 则 N4 5 或 e R LW N N L 0 5 则 922 51 10528 6 5 0 Ne R LW N L e 取值 2 10 上述 公式取 2 17 需要指出的是 变压器的匝数 N3 N4 N5 的计算值只能作为 参考值 由于分布参数的影响 与设计值可能相差较大 为调整方 便 通常采用磁芯位置可调节的高频变压器 4 基极偏置电路 1 发射极电阻 R14 由公式 bm BBon U VU cos 可得 VUUV o bmonBB 5 270cos 9 47 0cos VIIV ceBB 5 2RR 140140 84 39R14 取标称值 40 R15 2 高频旁路电容 C12 0 01uF 3 高频扼流圈 ZL2 47uH 4 可变电容 CT 5 20 pF 5 元件清单 CT 5 20 pF ZL2 47uH C12 0 01uF 40 R14 C11 100pF uHL10 N3 5 N4 3 N5 2 3DA1 管子 2 2 小信号功率放大器小信号功率放大器 功率激励级功率激励级 设计设计 因为本次实验对该级有一定的增益要求 而中心频率是固定的 因此用 LC 并联回路作负载的小信号放大器电路 缓冲放大级采用 谐振放大 L2和 C10谐振在振荡载波频率上 若通频带太窄或出现 自激则可在 L2两端并联上适当电阻以降低回路 Q 值 18 2 2 小信号功率放大 可选用普通的小功率高频晶体管 如 9018 等 1 计算电路参 数 1 对于谐振回路 C10 L2 由 本次课题MHz LC fosc5 2 1 C10 取 100pF 则 uH Cf L10 10 100 10 5 14 3 2 1 2 1 1226 10 2 0 2 有效输出功率 PH与输出电阻 RH 放大器的输出功率 PH应等于下级丙类功放的输入功率 Pi 25mW 其输出负载 RH等于丙类功放的输入的输入阻抗 Zi 86 即 PH 25mW RH 86 3 设集电极电压振幅 Ucm 与等效负载电阻H R 若取功放的静态电流 ICQ ICm 8mA 则 Ucm 2Po ICQ 2Po ICm 6 25V 780 2 781 2Po Ucm R 2 H 4 高频变压器匝数比 N1 N2 经缓冲 隔离后 已调波 输入 小信号 功率放 大输出 19 3 2 1 H H R R N N 取变压器次极线圈匝数 N2 2 则初级线圈匝数 N1 6 5 发射极直流负反馈电阻 R13 取标称值 650 75 643 8 6 025 6 12 13 mA V I VUcmVcc R CQ CES 6 功放输入功率 Pi 本级功放采用 3DG130 晶体管 若取功率增益 AP 13dB 20 倍 则输入功率 mWAPoP Pi 25 1 7 功放输入阻抗 Ri 取 25 bb r 交负交负 RRrR bbi 2025 20 若取交流负反馈电阻为 20 则 425 i R 8 本级输入电压振幅 Uim VPRU iiim 0 1 10 25 1 425 22 3 2 计算电路静态工作点 1 BQV BQI VRIV CQEQ 15 5 75 643 10 8 3 13 VVV EQBQ 87 5 7 0 mAII CQBQ 4 020 8 2 R11 R12 I1 5 10 倍 IBQ 若取基极偏置电路的电流 I1 10 BQI 10 0 4mA 4mA 则 k mA V I V R BQ BQ 46 1 0 4 87 5 10 12 取标称值 R12 1 5k k mA V I VVcc R BQ 53 1 0 4 87 5 12 1 11 为了调节电路的静态工作点 R11可由标称值为 1 k 的电阻与 2k 的电位器成 3 高频旁路电容 C10 0 02uF 4 输入耦合电容 C9 0 02uF 此外 还可以在直流电源 VCC 支路上加高频电源去耦滤波网络 通 常采用 LC 的 型低通滤波器 电容可取 0 01uF 电感可取 47uH 的 色码电感或环形磁芯绕制 还可在输出变压器次级与负载之间插入 20 LC 滤波器 以改善负载输出波形 3 元件清单 C9 0 02uF C10 0 02uF R12 1 5K 电位器 kkR20 1 11 N1 6 N2 2 R14 650 3DG130 管子 20 13 R 2 3 缓冲隔离级电路缓冲隔离级电路 射极输出器射极输出器 设计设计 从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的 一般尽 可能从低阻抗点取出信号 并加入隔离 缓冲级如射极输出器 以减弱外接负载对振荡器幅度 波形以及频率稳定度的影响 射极输出器的特点是输入阻抗高 输出阻抗低 放大倍数接近 于 1 1 电路形式 由于待传输信号是高频调频波 主要考虑的是输入抗高 传输 系数大且工作稳定 选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合 具有稳定工作点特点的偏置电路 如图 2 3 所示 射极加 RW2可改 变输入阻抗 21 图 2 3 射极输出器电路 2 估算偏置电路元件 1 已知条件 Vcc 12V 负载电阻 RL 425 宽带放大器输入 电阻 输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅 即 Uom 1V 晶体管为 3DG100 3DG6 3DG100 的参数如表 3 2 所示 表 2 2 3DG100 参数表 PCMICMVCEShfefTAP 100mW 30mA30 200 150MH z 0 60 晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点 一般取 UCEQ 7V ICQ 3 10 mA 根据已知条件选取 ICQ 5mA VCEQ 0 6Vcc 7V 则 k mA VVcV RR EQcc w 0 1 5 712 II V CQCQ EQ 210 2 R10 Rw2 取 R10 500 Rw2为 1k 的电位器 已调波输入 经缓冲隔离后已调波 输出 22 3 R8 R9 VEQ 7 0V VBQ VEQ 0 7 7 7V IBQ ICQ 0 83 3uA k I V R BQ BQ 9 10 9 取标称值 R9 9k k I VV R BQ BQcc 1 5 10 8 取标称值 R8 5 1k 4 输入电阻 Ri 若忽略晶体管基取体电阻的影响 有 RL 425 kRRRRRR Lwi 75 2 21098 5 输入电压 Uim VPRU iiim 6 210 25 1 2750 22 3 6 耦合电容 C8 C9 为了减小射极跟随器对前一级电路的影响 C8的值不能过大 一 般为数十 pF 这里取 C8 20pF C9 0 02uF 3 元件清单 C8 20pF C9 0 02uF kR1 5 8 kR9 9 R10 500 Rw2为 1k 的电位器 晶体管为 3DG100 2 4 调频振荡器设计调频振荡器设计 调频振荡电路的作用是产生频率 MHzfo5 的高频振荡信号 变 容二极管为线性调频 最大频偏 发射机的频率稳定度由 kHzfm75 该级决定 调频振荡器电路如图 2 4 示 23 图 2 4 调频振荡器电路 LC 调频振荡器是直接调频电路 是利用调制信号直接线性地 改变载波瞬时频率 如果为 LC 振荡器 则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容 将受到调制信号 控制的可变电抗与谐振回路连接 就可以使振荡频率按调制信号 规律变化 实现直 接调频 1 LC 振荡器 主要技术指标 工作中心频率 f0 5MHz 最大频偏 f 75KHz 频率稳定度 小时 10 5 4 00 ff 1 确定电路形式 设置静态工作点 本题对频率稳定度 off 要求不是很高 故选用图 1 7 所示 的改进型电容三点式振荡器与变容二极管调频电路 2 三点式振荡器设计 基极偏置电路元件 R1 R2 R3 R4 C1的计算 图中 晶体管 V1 与 C2 C3 C4 C5 Cj L1组成改进型电 已 调 波 输 出 调制 信号 输入 24 容三点式振荡器 V1为共基组态 C1 为基级耦合电容 其静 态工作点由 R1 R2 R3 R4共同决定 晶体管 V1 选择 3DG100 其参数见表 2 2 所示 小功率振荡器的集电极静态工作电流 ICQ一般为 1 4 mA ICQ偏大 振荡幅度增加 但波形失真严重 频率稳定性降 低 ICQ偏小对应放大倍数减小 起振困难 为了使电路工作稳 定 振荡器的静态工作点取 VVCEQ6 测得三极管的 mAICQ3 60 mA RRRR VVcc I CEQ cQ 3 612 4343 由 1 3 可得 R3 R4 2k 为了提高电路的稳定性 R4的值 可适当增大 取 R4 1k 则 R3 1k VkmARIVVV cQBEBQEQ 31 3 4 VV RR R Vcc RR R V EQBQ 7 37 0 12 21 2 21 2 uAmAII cQBQ 0 5060 3 为了提高电路的稳定性 取流过电阻 R2上的电流 mAII BQ 5 010 2 k mA V I V R BQ 4 5 5 0 7 2 2 2 取标称值 R2 5 5k 据公式 KR V V RV RR R V BQ CC CCBB 1 12 1 21 21 2 则 得 R1 12 1K 实际运用时 R1取 10k 电阻与 20k 电位器 串联 以便调整静态工作点 C1为基极旁路电 容 可取 C1 0 01uF C8 0 01uF 输出耦合电容 25 2 调频电路设计 变容二极管利用 PN 结的结电容制成 在反偏电压作用下呈现 一定的结电容 势垒电容 而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压 在一定范围内变化 其关系曲线称 曲线 如图所示 图 2 5 j C R 曲线 j C R 由图可见 未加调制电压时 直流反偏所对应的结电容为 Q V j C 当调制信号为正半周时 变容二极管负极电位升高 即反偏增加时 变容二极管的电容减小 当调制信号为负半周时 变容二极管负 j C 极电位降低 即反偏减小时 增大 其变化具有一定的非线性 j C 当调制电压较小时 近似为工作在 曲线的线性段 将随调制 j C R 电压线性变化 当调制电压较大时 曲线的非线性不可忽略 它 j C 将给 调频带来一定的非线性失真 调频电路由变容二极管 Cj和耦合电容 C5组成 R6和 R7 为 变容二极管提供静态时的反向偏置电压 VQ Vcc RR R VQ 76 7 R5 为隔离电阻 为了减小调制信号 Ui对 VQ的影响 一般要求 R5 远远大于 R6和 R7 C6和高频扼流圈 ZL1对 Ui相当于短路 C7 为滤波电容 变容二极管 Cj通过 C5部分接入振荡回路 有利于提高主振 频率 0f 的稳定性 减小调制失真 变容二极管的接入系数 jCC C p 5 5 式中 Cj为变容二极管的结电容 它与外加电压的 关系为 1 0 D j U u C Cj Cj0 为变容管 0 偏时结电容 UD 为其 PN 结内建电 位差 为变容指数 变容二极管参数选择 测变容二极管的 VCj 特性曲线 设置合适的静态工作点 QV 本 题给定变容二极管为 2CC1C 并取变容管静态反向偏压 VVQ4 由 特性曲线可得变容管的静态电容 pFCjQ75 26 计算主振回路元件值 C2 C3 C4 C5 L1 C2 C3 C4 C5 Cj L1组成并联谐振回路 其中 C3两端 的电压构成振荡器的反馈电压 满足相位平衡条件 比值 C2 C3 F 决定反馈系数的大小 F 一般取 0 125 0 5 之间的值 为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响 C2 C3的 值要大 如果 C4取几十皮法 则 C2 C3在几百皮法以上 因接入系数 jCC C p 5 5 一般接入系数 1 p 为减小振荡回路输 出的高频电压对变容晶体管的影响 p 值应取小 但 p 值过小又会 使频偏达不到指标要求 可以先取 p 0 2 则 pF p pC C j 75 18 2 01 75 2 0 1 5 取标称值 pFC205 VQ 4V 时 Cj 75pF 若取 C4 20pF 电容 C2 C3由反馈系数 F 及电路条件 C2 C4 C3 C4 决定 若取 C2 330pF 由 F C2 C3 0 125 0 5 取 C3 750pF 则静态时谐振回路的总电容为 7520 75 20 20 5 5 4 5 5 4 32 32 4 32 32 pF CC CC C CC CC C CC CC C CC CC C jQ jQ jQ jQ Q 代入元件值可得 pFCQ78 35 由公式 MHz CL f Q o5 2 1 1 可得 uHL28 78 35 254 1 1 计算调频电路元件值 变容管的静态反偏压 QV 由电阻 6R与7R分压决定 即 Vcc RR R VQ 76 7 已知 VVQ4 若取 kR10 7 则 kR206 27 实际运用时 kR20 6可用 10k 电阻与 47k 电位器串联 以便 调整静态偏压 QV 隔离电阻 R5应远大于 R6 R7 取 R5 150k 低频调制信号 Ui的耦合支路电容 C6及电感 ZL1应对 Ui提供通 路 一般的频率为几十赫至几十千赫兹 故取uFC7 4 6 uHZL471 固定电感 高频旁路电容 C7应对调制信号 Ui呈现高阻 取 pFC51007 3 计算调制信号的幅度 为达到最大频偏的要求 调制信号的幅度 mU 可由 kHzfm75 下列关系式求出 Q om C C ff 2 1 因 式中 QC 静态时谐振回路的总电容 即 pF CC CC C CC CC C CC CC C jQ jQ Q78 35 5 5 4 32 32 4 32 32 则回路总电容的变化量 pFfCfC oQ m 1 045000 78 35752 2 变容管的结电容的最大变化量 pFpFpCCj5 32 0 14 0 22 由变容二极管 2CC1C 的 VCj 特性曲线可得 当 VVQ4 时 特 性曲线的斜率 VpFVCkcj 5 12 故调制信号的幅度 VkcCUjm28 0 5 12 5 3 则调制灵敏 FS为 VkHzUfSmmF 7 3528 0 10 4 元件清单 28 C1 0 01uF R1 为为 10K 20K 20K 电位器 电位器 R2 5 5KR2 5 5K R3 1KR3 1K R4 1KR4 1K 3DG100 管子 管子 C2 330PF C3 750PF C4 20PF C5 20PF L1 28uH 2CCI C 变容二极管 变容二极管 C8 0 01uF C6 4 7uF C7 5100pF ZL1 47uH R5 150K R6 2R6 2 K R7 10R7 10 K K 4 4 总的原理图设计总的原理图设计 考虑到变容二极管偏置电路简单起见 采用共基电路 因要求的频偏不大 故采用变容二极管部份接入振荡回路的直接调频方式 R1 R2 R3 R4 R5 为 T1 管的偏置电阻 采用分压式偏置电路既有利于工作点稳定 且振荡建立后自 给负偏置效应有篮球振荡幅度的稳定 一般选为 3mA 左右 太小不易起振 C I 太大输出振荡波形将产生失真 调节 C9 CP 可使高频线性良好 R7 R9 为变 容二极管提供直流偏置 调制音频信号加到变容二极管改变振荡频率实现 C L 调频 振荡电压经电容 C10 耦合加至 T2 缓冲放大级 T2 缓冲放大级采用谐振放大 L2 和 C11 应谐振在振荡载波频率上 如果发 现通过频带太窄或出现自激可在 L2 两端并联上适当电阻以降低回路 Q 值 该级 可工作于甲类以保证足够的电压放大 29 R2 10K C10 0 022UF C11 0 022UF C20 0 1UF C22 47PF C9 220PF C12 47PF C14 180PF C15 100PF R10 100 R12 27K R4 10K R9 100 R5 1 2K C17 680PF C13 220PF C21 0 1UF L3 100uH L4 100uH R16 15 R15 200K C16 100PF Q3 2N3804 R8 100 R14 20K Q2 2N3804 R13 470 R3 10K R11 27K Q1 2N3804 L2 100uH C8 220PF C7 220PF C6 100PF R7 12 R6 1K C5 0 01UF R1 10K C18 1000PF L1 100uH C19 0 1UF T3 管工作在丙类状态 既有较高的效率 同时可以防止 T3 管产生高频自 激而引起的二次击穿损坏 调节偏置电阻可改变 T3 管的导通角 L3 L4 C15 和 C16 构成型输出回路用来实现阻抗匹配并进行滤波 即将天线阻抗变换 为功放管所要求的负载值 并滤除不必要的高次谐波分量 常用的输出回路还 有 L 型 T 型以及双调谐回路等 图 4 4 1 30