单周控制有源箝位正激变换器的设计

中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 1 页共 28 页单周控制有源箱位正激变换器的设计摘要目前，电力电子技术的发展非常迅速，其中，高频开关电源因其具有体积小、效率高、成本低等特点得到广泛的应用。本文参阅国内外大量文献，对正激变换器的工作原理、电路特性、存在的缺点进行了分析，在此基础上设计了一种单周控制有源箱位正激变换器。在电路结构方面，方案的主电路采用有源箱位单端正激电路拓扑结构。与传统的单端正激电路相比，有源箱位正激电路能有效降低主开关管电压应力，实现零电压开关，减少电磁干扰，在占空比大于 50%的情况下工作，此外，还可实现变压器铁芯的磁复位。控制方面，本方案采用单周控制 PWM 技术来实现对电路的控制。单周期控制技术的基本思想是控制开关的占空比，在每个周期内强迫开关变量的平均值与控制参量相等或成比例，它能在一个开关周期内自动消除瞬态误差，前一周期的误差不会带到下一周期。该技术具有响应快，易于实现和控制电路简单等优点。本文对单周控制有源箱位正激变换器的工作原理、工作策略、参数设计等问题进行了理论分析和实验研究。研制了基于单周控制有源箱位正激变换器装置。理论分析和实验结果都验证了该控制方法及变换器电路的正确性，表明基于单周控制有源箱位正激变换器是一种有前途的技术。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 2 页共 28 页ACTIVE CLAMP FORWARD CONVERTER BASEDON ONE-CYCLE CONTROLAbstractNowadays, the development of Power Electronics is very fast. High frequency switching power supply has been applied widely because of its merits, such as low volume, high efficiency and low cost, et al. In this paper, the operation principles, circuit characteristics and inherent drawbacks of traditional forward converter are analyzed, according to plenty of literatures. Active clamp forward converter based on one-cycle control is designed.Active clamp single-ended forward converter topology is used. The active clamp forward converter offers many advantages over traditional single-ended forward converter, including lowered voltage stress on the main MOSFET, the ability to switch at zero voltage, reduced EMI, duty cycle operation above SO percent and resetted the magnetic.One-cycle control mode PWM is used to control the circuit. One-Cycle Control technique is conceived to control the duty-ratio of the switch such that in each cycle the average value of the chopped waveform at the output of the switch is exactly equal or proportioned to the control reference. The instantaneous error in every one cycle can be eliminated automatically and the error belonging to the former cycle cant be brought to next cycle. So such control technique overcome the defects of traditional PWM control ways and have the merits of rapid response, easy to realization and simple control circuit.The theoretical analysis, experimental research of active clamp forward converter based on one-cycle control on operation principle, control strategy and parameter design are done in this paper. Active clamp forward converter based on one-cycle control is built to test the theory. The control method and converter circuit are verified by theoretical analysis and experimental research. The results show that the active clamp forward converter based on one-cycle control is a promising technique. 中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 3 页共 28 页目录1.绪论11.1 引言11.2 软开关技术11.3 采用单周控制的意义31.4 本文研究的意义32.主电路及工作原理42.1 传统正激变换器42.2 主电路42.3 工作原理53.主电路设计103.1 变压器设计103.2 输出滤波电路设计103.3 箝位电容的选择113.4 主开关管 S1 和箝位开关管 S2 的选择114.控制电路的设计134.1 控制芯片134.2 各管脚功能： 135.控制系统设计155.1 控制系统结构155.2 驱动电路设计156.实验结果分析176.1 驱动信号176.2 主开关漏源间电压和驱动波形176.3 箝位开关漏源间电压和驱动波形186.4 箝位电容波形186.5 输出电压波形197.总结20中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 4 页共 28 页1 绪论1.1 引言近年来，电力电子装置在国民经济各个领域的应用日趋广泛，电力电子技术已成为工程技术领域的关键技术之一。在电力电子技术中，效率更高、体积更小、电磁污染更少、可靠性更高的开关电源一直是该领域的一个重要发展方向，有此开拓出诸如高频磁技术、软开关技术、电磁兼容技术、功率因数校正技术等一系列具有实际意义的研究领域 1。作为能量转换环节的开关电源变换器根据电能转换形式的不同，可以分为交流/直流(AC/DC)变换器、直流/直流(DC/DC)变换器、直流/交流(DC/AC )变换器、交流/交流(AC/AC)变换器等。目前世界上电源产品中 DC/DC 部分己经成为最主要、最核心的部分。通信设备、电脑设备的供电大多数是直流电压供电。而照明虽然还是以交流电压供电为主，但是随着 LED ( low emitting diode )技术(主要是白光合成技术)的发展以及应用领域的扩展，直流电压供电的产品额会逐渐扩大。其中，单端正激变换器因其具有结构简单、工作可靠、成本低等特点得到广泛的应用。随着各种软开关技术比如有源钳位软开关技术、定频谐振软开关技术等在单端正激变换器的成功应用，解决了一般正激变换器利用率低、高频损耗大的缺点，使得正激变换器的应用场合更加广阔，尤其是在需要低电压大电流输出的各种微处理器。IC 芯片和数字信号处理器中，正激变换器被认为是最合适的拓扑之一。与传统的单端正激电路相比，有源箝位正激电路能有效降低主开关管电压应力，实现零电压开关，大大减少了开关器件和变压器的功耗，减少电磁干扰，在占空比大于 50的情况下工作，此外，还可实现变压器铁芯的磁复位。因此对单周控制有源箝位正激变换器进行研究是非常有意义的 1。1.2 软开关技术在开关电源中，磁性元件(如高频变压器、电感等)在电源装置的体积、重量、成本中占有很大比重。为了减小磁性元件的体积，提高功率密度，人们通常采用提高开关频率的方法。但是，传统正激变换器中的开关器件通常工作在硬开关状态，而硬开关工作的 4 大缺陷妨碍了开关器件工作频率的提高:中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 5 页共 28 页1) 开通和关断损耗：在开通时开关器件的电流上升和电压下降同时进行；关断时电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形交叠使器件的开通损耗和关断损耗随开关频率的提高而增加。2) 感性关断损耗：电路中存在感性元件(变压器漏感等寄生电感及实体电感等)，当开关器件关断时，由于通过该感性元件的 didt 很大，会出现很高的尖峰电压加在开关器件两端，容易造成开关器件的永久损坏。3) 容性开通损耗：当开关器件开通时，储藏在开关器件结电容中的能量将全部耗散在开关器件内，频率越高损耗越大，从而引起开关器件过热损坏。4) 二极管反向恢复损耗：二极管(包括 MOS 管体内寄生二极管)由导通变为截止时存在着反向恢复期，在此期间二极管仍处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件，会产生很大的冲击电流，容易引起开关器件和二极管损坏。软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一, 它应用谐振的原理, 使开关器件中的电流 (或电压) 按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时, 使器件关断 (或电压为零时, 使器件开通) , 从而减少开关损耗。它不仅可以解决硬开关变换器中的硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题及二极管反向恢复问题, 而且还能解决由硬开关引起的 EMI 等问题 2。当开关频率增大到兆赫兹级范围, 被抑制的或低频时可忽视的开关应力和噪声, 将变得难以接受。谐振变换器虽能为开关提供零电压开关和零电流开关状态, 但工作中会产生较大的循环能量, 使导电损耗增大。为了在不增大循环能量的同时, 建立开关的软开关条件, 发展了许多软开关 PWM 技术。它们使用某种形式的谐振软化开关转换过程,开关转换结束后又恢复到常规的 PWM 工作方式,但它的谐振电感串联在主电路内, 因此零开关条件与电源电压、负载电流的变化范围有关, 在轻载下有可能失去零开关条件。为了改善零开关条件, 人们将谐振网络并联在主开关管上, 从而发展成零转换 PWM 软开关变换器, 它既克服了硬开关 PWM 技术和谐振软开关技术的缺点, 又综合了它们的优点。目前无源无损缓冲电路将成为实现软开关的重要技术之一, 在直流开关电源中也得到了广泛的应用。软开关 PWM 技术的基本思想是在常规 PWM 变换器的拓扑基础上，附加一个谐振网络，谐振网络一般由谐振电感、谐振电容和功率开关组成。开关转换时，中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 6 页共 28 页谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短，基本不影响 PWM 技术的实现。从而既保持了 PWM 技术的特点，又实现了软开关技术，使软开关 PWM 变换器成为目前最具发展和应用一前景的变换器。1.3 采用单周控制的意义由于开关变换器的强非线性，以及它具有离散和变结构的特点，再加上负载性质的多样性，主电路的性能必须满足负载大范围变化，所有这些使开关变换器的控制问题和控制器的设计较为复杂。开关变换器的控制方法很多，其中，单周控制技术(One-Cycle Control)因其独特的优点日益引起人们的注意。单周控制是一种非线性控制技术，这种控制方法的突出特点是：无论是稳态还是暂态，它都能保持受控量(通常为斩波波形)的平均值恰好等于或正比于给定值，它能在一个开关周期内自动消除瞬态误差，前一周期的误差不会带到下一周期，即能在一个开关周期内，有效的抵制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差，而且鲁棒性好，易于实现和控制电路简单，可适用于多种电路拓扑。这种控制技术可广泛应用于非线性系统的场合，比如脉宽调制、谐振、软开关式的变换器等。目前基于单周控制技术的控制芯片已经上市，可以预见，采用单周控制技术的开关电源将会越来越多，市场前景也将越来越广阔。 21.4 本文研究的意义本文对单周控制有源箝位正激变换器的工作原理、工作策略、参数设计等问题进行了理论分析和实验研究。理论分析和实验结果都验证了该控制方法及变换器电路的正确性，表明正激变换器具有电路简单、输入输出电压隔离、成本低、可靠性高、驱动电路简单、容易实现多路输出等优点，因此在中小功率开关电源产品中得到了广泛的应用。但由于正激变换器具有变压器单向励磁，利用率低;开关管电压应力高；开关管工作在硬开关条件下，开关损耗大等缺点，在一些应用场合受到限制。有源箝位磁复位技术有着磁芯工作在第一、三象限，可工作占空比高，原边开关工作电压低，有利于实现软开关等优点，从而解决了变压器利用率低，效率低的缺点，因此在要求低电压大电流输出的场合应用广泛，对有源箝位正激变换器的研究具有实际的工程意义。控制方式采用了单周控制技术，有效的消除电源纹波干扰和开关误差，控制方法简单、可靠、外中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 7 页共 28 页围电路简单。传统正激变换器中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 8 页共 28 页2 主电路及工作原理2.1 传统正激变换器传统单端正激变换器的电路结构图如下图 2.1 传统正激变换器由图可以看出，正激变换器实际上是在 Buck 变换器中插入隔离变压器而成，与反激变换器相比，副边增加了输出滤波电感 L 和续流二级管 D2。在工作原理上，正激变换器与反激变换器有着本质的区别，其变压器不再起电感作用，而是一个完全意义上的变压器，只起输入输出隔离和电压变换的作用，只储存变压器激磁所需的少量能量。当开关管 S 开通时，变换器通过副边整流二级管 D1向负载提供能量，当 S 关断时，变换器副边由输出滤波电感 L的储能通过续流二级管 D2向负载提供能量。 5 单端正激变换器因其独特的优点在中小功率变换场合中得到了广泛的应用。然而它也存在一些固有的缺陷，主要是：(1)正激变换器的变压器励磁电感磁通在每个开关周期必须复位，以保持其伏秒平衡和防止铁芯饱和而避免开关器件损坏；(2)正激变换器的开关管工作在硬开关状态下;(3)开关管的电压应力大。2.2 主电路考虑到变压器及开关管寄生参数后的有源箝位正激变换器电路。有源箝位电路由箝位开关(功率 MOSFET)和箝位电容组成，并联在主开关和变换器的变压器两端，利用箝位电容和 MOSFET 输出电容及变压器绕组电感谐振，创造主开关ZVS(零电压开通)的条件，并且在主开关关断期间，由箝位电容的电压将主开关中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 9 页共 28 页两端电压箝位在一定水平数值上，从而避免了开关上过大的电压应力。这种技术非常适合用于正激变换器，因为在正激变换器中利用有源箝位，可实现变压器磁芯磁通自动复位，无需另加复位措施，而且可以使激磁电流沿正负方向流通，使磁芯工作在一、三象限，从而提高磁芯的利用率。 4下图中给出 DC-DC 有源箝位正激变换器的主电路拓扑结构，其中，S1 为主开关管，S2 为嵌位开关管，Cc 为嵌位电容，T 为变比为 N=N1：N2 的变压器，Lm 为变压器的励磁电感，ilm 为励磁电流，D3、D4 为整流及续流二极管。L0 和 C0 为输出滤波电容、电感。图 2.1 主电路图2.3 工作原理在一个开关周期中，该变换器有 8 种状态，为了便于分析，先作如下假设：(1)所有开关管、二极管均为理想器件;(2) L0足够大，在一个周期中，其电流基本保持不变，这样几可以看成一个电流为 I0的恒流源。(3)箝位电容 C0取得足够大，在一个开关周期中可用一恒压源 Vc，来等效代替。1、t 0 t1在 t0时刻，主功率开关管 S1导通，变压器磁芯正相励磁，励磁电流 ilm从第三象限的-I m向第一象限过渡，变压器原边电压 VP=VIN。此时副边二极管 D3导通，D 4关断，能量通过变压器和二极管 D3传送到输出负载。这一段的工作状态完全等同于常规的 PWM 正激变换器运行情况。同时，在这一时间段，箝位开关中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 10 页共 28 页管 S2关断，其反并联二极管 D2由于反偏，处于阻断状态。图 2.21 t0 t12、t 1 t2在时刻 t1，主功率开关管 S1在结电容 C1的作用下软关断。之后，在副边反射电流 I0/N 和励磁电流 llm的作用下，C 1充电，C 2放电，L m与 C1、C 2处于谐振状态，副边整流二极管 D3继续处于开通状态。图 2.22 t1 t23、t 2 t3在时刻 t2 , VC1等于 Vin ，变压器原边电压为零，这时副边整流二极管 D3关断，续流二极管 D4导通，变压器原边 Lm与 C1、C 2继续谐振。图 2.23 t2 t3中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 11 页共 28 页4、t 3 t4在时刻 t3 ,VC1等于 Vin+Vc,，箝位二极管 D2导通，将 VC1箝位在此数值。之后，励磁电流 ilm在箝位电压 Vc的作用下线性下降，变压器进入磁复位过程。当 llm下降到零时，这个时间段结束。在这个时间段，由于箝位二极管 D2的导通，箝位开关管 S2可在零电压下完成导通过程。图 2.24 t3 t45、t 4 t5在时刻 t4之后，激磁电流 Ilm在箝位电压 Vc的作用下，通过 S2向反方向线性增加，磁芯工作在第三象限，V Cl继续被箝位在 Vin+VC，等效电路拓扑及动态描述与上一时间段相同。当这一时间段箝位电容 CC的放电电荷等于上一时间段的充电电荷时，这个时间段结束。图 2.25 t4 t56、t 5 t6中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 12 页共 28 页在时刻 t5，箝位开关管 S2在缓冲电容作用下软关断。之后，励磁电感 Lm与电容 C1重新开始谐振。C 1放电，C 2充电。当 VC1在 t6时刻谐振下降到 Vin时，这个时间段结束。图 2.26 t5 t67、t 6 t7在时刻 t6，V C1下降到 VIn，变压器原边电压上升为零。之后，副边续流二极管 D4关断，整流二极管 D3导通，副边反射电流 Io/N 及励磁电流 lLm继续使 C1放电，C 2充电。当 VC1在 t7时刻谐振达到零时，这一时间段结束。图 2.27 t6 t78、t 7 t8中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 13 页共 28 页在时刻 t7，V C1下降到零，主功率开关管 S1的反并联二极管 D1导通，将 VC1箝位在零值。之后，电感电流 Ilm在输入电压 Vin的作用下线性变化。当 iLm在数值上下降到等于 I0/N 时，即 iLm=-I0/N，二极管 D1中电流为零，这个时间段结束。从 t8(t0)时刻开始下一个周期。在这个时间段，主功率开关管 S1可在零电压下完成导通过程。 4图 2.28 t7 t8中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 14 页共 28 页3 主电路设计首先进行的是主电路元件参数的设计，它包括:变压器和电感的设计，主电路开关器件的选择，输出滤波电容的选择，箝位电容的选择等几个部分。其主要参数为：输入电压 36 75V，输出电压为 12V，额定输出电流为 10A，开关频率为 50KHz。3.1 变压器设计在设计变换器时，应该合理选择占空比，使得当输入电压为最大和最小值，开关管的电压应力相等。可得：= =00而开关管的电压应力为:VDS=Vin+Vc= =1 0(1)可知欲使输入最大电压和最小电压时开关管电压应力相等，则：Dmin=1-Dmax计算得：D max=0.676，D min=0.324，N=2.02如果 N 值不够理想，实际取值时应该取比该计算所得的 N 值小的值，否则将会导致在最小输入时主开关管的电压应力增大，使运行状态恶化。实际取 N=2，这样可重新计算得：Dmax=0.667，D min=0.3333.2 输出滤波电路设计本文研究的正激变换器的输出滤波电感工作在连续导电模式。在电流连续模式中，纹波电流通常非常小，线圈交流损耗和磁芯交流损耗一般不重要，尽可能选择较大磁通密度以便减少电感的体积，饱和是限制选择磁通密度大小的主要因素。在选用磁芯材料的时候，重要考虑的因素是磁芯的工作磁通密度、磁导率、损耗大小、工作环境及材料价格等。磁粉芯一般比铁氧体有更高的饱和磁感应，用磁粉芯的电感比铁氧体磁芯的体积小。工作在电流连续模式下的正激变换器输出滤波电感值可根据下式计算：中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 15 页共 28 页L0 = =80.0400 =0(1)20 12(10.333)210520.110 式中，U o是输出电压， Io是纹波电流：k = I0/2I0，选取 k=0.1。输出电压纹 波一般为输出电压的 0.3 0.5%，取V0=0.5%V0=0.5% 12=0.06V 滤波电容值可由下式计算：C0 = =166.6 080 0.2208501030.06 实际选滤波电容为 200 F。滤波电容应采用等效电阻 ESR 特别小的高频电容，以减小 ESR 对输出纹波的影响。3.3 箝位电容的选择箝位电容 Cc 的值由箝位电压纹波Vc 决定，若要求纹波越小，则 Cc 的值就取的越大。Cc 越大，纹波越小，主开关管 S1 上的电压应力也越小，但对电源电压或负载变化时的变换器响应速度也越慢。功率开关电压应力纹波 = ，因此：=(1)282取 ，L m=100 ，考虑最坏情况 D=Dmin，可以算得10% Cc=0.74F，实际取 0.8 。3.4 主开关管 S1 和箝位开关管 S2 的选择目前中小功率的 ZVS-PWM 变换器中使用较多的功率开关主要有功率 MOSFET与 IGBT 。IGBT 的优点在于同台压降低，耐压高，承受电流大等，但其速度较慢，且成本较高，适用于大功率电路。而 MOSFET 具有速度快，输入阻抗高，热稳定性好及驱动电路简单等优点。本次设计选择 MOSFET 做功率开关。选择 MOSFET 的原则是：MOSFET 的额定电压和电流值不小于变换器中MOSFET 所承受的最大电压和最大电流，并留有 1.52 倍的电压裕量。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 16 页共 28 页主开关管 S1承受最大电压出现在输入最高电压即占空比最小时，由下式可得：VDS1max=Vin+VC+ VC= =0(1)+(1)082+ =122120.333(10.333) (10.333)2128100106600109(50103)21.3V主开关管 S1承受最大电流为：IS1max= + = + =7.4A 020 212210010650103102本次设计实际选择主开关管 S1为 IR 公司的 IRF640，它的耐压为 VDS=200V，电流为 ID=11A/100OC。主开关管 S2承受最大电压出现在输入最高电压即占空比最小时，由下式可得：VDS2max=Vin+VC= Vin+ =75+ =111.0V01 21210.333主开关管 S2承受最大电流为：IS2max=Im5 = =2.4A02 212210010650103本次设计实际选择箝位开关管 S2为 IR 公司的 IRF630，它的耐压为VDS=200V，I D=6A/100oC。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 17 页共 28 页4 控制电路的设计采用电压电流双闭环控制，电流内环采用峰值电流控制模式，开关频率50kHz，基于 IR1150 芯片设计控制系统。4.1 控制芯片IR1150 是一种连续电流模式 PFC 控制芯片，仅有 8 个引脚。它采用了 IR公司特有的单周期控制技术，为有源功率因数校正电路提供了一种成本低廉、设计简单的解决方案。如 1 KW 服务器开关电源中，与传统基于乘法器的 CCM 系统相比，IR 的 PFC 解决方案可节省 40的电阻电容，节省 50的 PFC 控制器电路板面积。在功率密度问题上更为突出的小功率应用中，如大功率笔记本和液晶电视适配器，若采用 CCM 模式的 IR1150 控制器，则意味着降低峰值电流，对 EMI 滤波器的要求也可降低 43。 11 IR1150 比传统的基于乘法器的平均电流模式芯片要简单很多，而且无须辅入电压的采样。它的主要功能包括:开关频率设置、专用过电压保护，软启动，周期性电流峰值限制，节能模式，开环保护，欠压锁定和微功率启动电流等。IR1150 具体内部图及部分外围电路如下：4.2 各管脚功能：1 脚 COM 接地端：积分控制电路的接地电位，所有电压的测试基准点。2 脚 FREQ 频率设置：用户设定频率脚，可用一外接电阻从本脚连接到地来调节频率，调节范围为中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 18 页共 28 页5OkHz-200kHz。3 脚 Isns电流检测输入：电流检测和峰值电流限制脚。4 脚 OVP/EN 过电压保护/使能：从该脚输入信号到过电压保护比较器，比较器的阀值是 105%VREF。当输入值高于此阀值时栅极驱动输出关断，当本脚电压值低于阀值时为正常工作状态。此外，该脚还能用来激活“睡眠模式” ，该模式工作在电压值低于 0.625 V 的情况。5 脚 COMP 电压环补偿:从该脚到地的外围电路对电压环进行补偿并决定软启动时间。该脚的输出为电压误差放大器的输出。当出现某种错误模式时经由内部电阻从该脚放电。6 脚 VFB输出电压反馈：输出电压通过电阻分压流入该脚，该信号是输出误差放大器输入。分压电阻的阻值要不能太高以保证不会因放大器的输入电流偏差而出错，阻值也不能太低以减小功率损耗。该分压电阻的典型值为 1M 。7 脚 Vcc外接芯片电源：该脚为给定芯片电压输入并通过低压锁定电路监控。当该脚的输入电压低于最小关断阀值电压时，芯片不工作。此外，为减小噪音，应当将一旁路陶瓷电容从该脚连接到地，该电容放置时应尽量靠近芯片。注意该脚输入电压不能高于其规定的最高电压，否则芯片将损坏。8 脚 GATE 栅极驱动输出:这是芯片的栅极驱动输出。驱动电压有内部箝位，能根据匹配的上升或下降时间提供最高为 1.5A 的驱动电流。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 19 页共 28 页5 控制系统设计5.1 控制系统结构开关变换器是一个典型的负反馈控制系统，其控制环节的设计至关重要。本文采用电压外环、电流内环的双闭环控制方式，电流内环采用峰值电流控制，如下图图 5.1 控制系统结构框图由于主电路在功率器件导通、断开时，有着不同的电路拓扑，是一个典型的非线性系统。在工程设计中，一般根据状态空间平均法，得出其低频的等效电路模型(传递函数)，在此基础上，根据性能指标要求，设计调节器。在双闭环负反馈控制系统设计中，采用峰值电流负反馈控制，则变换器的开关频率，要大于电压环的截止频率，一般相差十倍左右。根据电路的理论，如果一个动态过程时间常数为 ，经过四、五倍时间常数 后，系统将进入稳态， 系统输入输出关系，由微分方程变成线性方程，成为一个比例环节。所以，多环控制系统，先从最内环开始设计，内环设计完成后；进行外环设计时，如果内环带宽比外环快十倍以上，内环就可以等效成一个比例环节，所以系统可以降阶，也简化了控制器的设计。5.2 驱动电路设计本设计中，MOSFET 栅极驱动采用光电藕合方式，驱动电路输出通过串联栅极电阻直接与 MOSFET 栅极连接，每个 MOSFET 栅极驱动电路均采用独立电源供电。本设计中，采用线性调节电源 L7815 与 L7912，给 MOSFET 提供正负驱动电压，电源结构如下图所示。由于线性电源稳压精度高，纹波小，因此其可靠性较高。为减小高频噪声干扰，线性电源输入输出端均并联高频电容。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 20 页共 28 页图 5.2 驱动电源结构图驱动电路采用由日本 TOSHIBA 公司生产的带光藕合成的 TLP250 芯片构成，TLP250 具有驱动能力强，隔离电压高(2500V )，响应速度快(0. 5 S )，很适用驱动 IGBT 或 MOSFET 管。在 TLP250 芯片 5 脚与 8 脚之间并联一个 0. I F 高频电容以稳定芯片内部高增益放大器的运行，输出端 6 脚串联栅极电阻接MOSFET 栅极，栅极电阻通常取 4.7100 ，本次设计取 Rg = 20 ，串联栅极电 阻不但可抑制栅极高频寄生振荡，同时也可改变栅极电阻来控制 MOSFET 的开通时间和关断时间，以减小 。下图为驱动电路图du/dt图 5.2 驱动电路图中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 21 页共 28 页6 实验结果分析6.1 驱动信号下图为单周控制有源箝位正激变换器的主开关管和箝位开关管驱动信号，即栅源极电压的配合波形。图 6.1 有源正激变换器的驱动信号6.2 主开关漏源间电压和驱动波形下图所示为单周控制有源箝位正激变换器输入电压 75Y，输出额定功率时，主开关管 S1的驱动(通道 2)与主开关管漏源极(DS)间(通道 1)的电压波形图，从图中可以看到，加入箝位电路在主开关管关断之后，将主开关管上的反向电压很好的箝位住了，从而成功的减小了主开关管上的电压应力。由图还可以看出主开关管 DS 上的电压先降到零，然后驱动信号才变为高电平，所以主开关管是零电压开通的。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 22 页共 28 页图 6.2 主开关管 S1 漏源间电压和驱动波形6.3 箝位开关漏源间电压和驱动波形下图所示为单周控制有源箝位正激变换器输入电压 75V，输出额定功率时，箝位开关管 S2的驱动(通道 2)与箝位开关管漏源极(DS)间(通道 1)的电压波形，从图中可以看到，箝位开关管 DS 上的电压先降到零，然后驱动信号才变为高电平，所以箝位开关管也是零电压开通的。图 6.3 箝位开关漏源间电压和驱动波形6.4 箝位电容波形下图所示为单周控制有源箝位正激变换器输入电压 75V，输出额定功率时，箝位电容上的电压波形，实验结果与理论分析基本一致。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 23 页共 28 页图 6.4 箝位电影他波形6.5 输出电压波形下图为输出电压波形图 6.5 输出电压波形中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 24 页共 28 页7 总结本论文针对传统的单端正激变换器存在的缺点，集中分析了有源箱位正激变换器的工作原理与特点，将单周控制技术与有源箱位正激变换器结合起来，通过实验的方法，对理论分析结果加以验证，得出以下几点工作结果。设计出的有源箱位正激变换器能有效降低开关管的电压应力，并能顺利实现主开关管和箱位开关管的零电压开关。采用单周控制技术具有响应快，易于实现和控制电路简单等优点。将单周控制技术和有源箱位正激变换器结合在一起，理论分析和实验结果都验证了该控制方法及变换器电路的正确性，表明基于单周控制有源箱位正激变换器是一种有前途的技术。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 25 页共 28 页参考文献：1 王兆安,杨旭,王晓宝.电力电子集成技术的现状及发展方向J. 电力电子技术. 2003(05)2 陈道炼,严仰光. 有源钳位正激变换器的分析与设计J. 电气传动. 1999(01)3 杨德刚,赵良炳. 软开关技术回顾与展望J. 电力电子技术. 1998(02)4 陈道炼,范玉萍,严仰光.正激变换器的磁复位技术研究J. 电力电子技术. 1998(01)5 周志敏.DCDC 变换器的发展与应用J.电手元器件应用.2002（08）6 Lee FC.High-frequency Quasi-Resonant Converter Technologies. 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