电子毕业论文-半桥式开关稳压电源

2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）绪 论我们所讲的开关电源是把 220V 的交流变成了直流，然后通过变换器把直流变成交流，最后又把交流变成直流输出。其实，交流市电先由电源变压器变压，整流滤波后得到未稳定的直流电压，再经过调整后得到所需要的直流电压，这种电源技术很成熟，可以达到很高的稳定度，波纹也很小，而且没有开关电源具有的干扰与噪音。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用 R-C 或 L-C 缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对 1MHz 以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源的一种主要方式。开关电源主要包括一次整流滤波、高频变换器、二次整流滤波、控制电路等组成( 如下图所示) 。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）开关电源发展趋势是工作频率越来越高,且超大功率器件的驱动也比较困难,随着使用频率的进一步提高,高速开关与大功率 M0SFET 的转换(过渡)过程就成为整个开关过程的重要因素。转换过程的快慢,不仅决定了工作频率的设计指标,而且对开关电源的效率、可靠性、寿命等带来了很大影响。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）第 1 章 开关电源的分类及应用开关电源高频化是发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。 1.1 引言 随着电力电子技术的告诉发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入 80 年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入 90 年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制 IC 和 MOSFET 构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。1.2 开关电源的基本构成开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。开关电源的基本构成如图 1.1 所示，其中DC/DC 变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有起动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路（R1、R2）检测输出电压变化，与基准电压 Ur 比较，误差电压经过放大及脉宽调制（ PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。图 1.2 是一种电路实现形式。DC/DC 变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的 PWM 变换器以及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）图 1.1 开关电源的基本构成 图 1.2 开关型稳压电源的原理电路对于串联线性稳压电源，输出对输入的瞬态响应特性主要由调整管的频率特性决定。但对于开关型稳压电源，输入的瞬态变化比较多地表现在输出端。提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应问题也能得到改善。负载变化瞬态响应主要由输出端 LC 滤波器特性决定，所以可以利用提高开关频率、降低输出滤波器 LC 乘积的方法来改善瞬态响应特性。1.3 开关电源的分类 人们的开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为 AC/DC 和 DC/DC 两大类，DC/DC 变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但 AC/DC 的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。1.3.1 DC/DC变换 DC/DC 变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式 Ts 不变，改变 ton（通用） ，二是频率调制方式，ton 不变，改变 Ts（易产生干扰） 。其具体的电路由以下几类： （1） Buck 电路-降压斩波器，其输出平均电压 Uo 小于输入电压 Ui，极性相同。（2） Boost 电路-升压斩波器,其输出平均电压 Uo 大于输入电压 Ui，极性相同。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）（3） Buck-Boost 电路-降压或升压斩波器，其输出平均电压 Uo 大于或小于输入电压 Ui，极性相反，电感传输。 （4） Cuk 电路-降压或升压斩波器，其输出平均电压 Uo 大于或小于输入电压UI,极性相反，电容传输。 当今软开关技术使得 DC/DC 发生了质的飞跃，美国 VICOR 公司设计制造的多种 ECI 软开关 DC/DC 变换器，其最大输出功率有 300W、600W 、800W 等，相应的功率密度为（6、2、10、17）W/cm3，效率为（80-90）%。一种采用软开关技术的高频开关电源模块 RM 系列，其开关频率为（200300 ）kHz，功率密度已达到 27 W/cm3，采用同步整流器（ MOS-FET 代替肖特基二极管） ，是整个电路效率提高到 90%。1.3.2 AC/DC变换 AC/DC 变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“ 整流” ，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC 变换器输入为 50/60Hz 的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如 UL、CCEE 等）及 EMC 指令的限制（如 IEC、FCC、CSA） ，交流输入侧必须加 EMC 滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制 AC/DC 电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决 EMC 电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作消耗增大，限制了 AC/DC 变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。 AC/DC 变换按电路的接线方式可分为，半波电路、全波电路。1.4 开关电源的选用 开关电源在输入抗干扰性能上，由于其自身电路结构的特点（多级串联） ，一般的输入干扰如浪涌电压很难通过，在输出电压稳定度这一技术指标上与线性电源相比具有较大的优势，其输出电压稳定度可达（0.5-1）%。开关电源模块作为一种电力电子集成器件，在选用中应注意以下几点：2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）1.4.1 输出电流的选择因开关电源工作效率高，一般可达到 80%以上，故在其输出电流的选择上，应准确测量或计算用电设备的最大吸收电流，以使被选用的开关电源具有高的性能价格比，通常输出计算公式为： Is=Kif式中：Is开关电源的额定输出电流； if用电设备的最大吸收电流； K裕量系数，一般取 1.51.8；1.4.2 接地 开关电源比线性电源会产生更多的干扰，对共模干扰敏感的用电设备，应采取接地和屏蔽措施，按 ICE1000EN61000FCC 等 EMC 限制，形状开关电源均采取 EMC 电磁兼容措施，因此开关电源一般应带有 EMC 电磁兼容滤波器。如利德华福技术的 HA 系列开关电源，将其 FG 端子接大地或接用户机壳，方能满足上述磁兼容的要求。1.4.3 保护电路 开关电源在设计中必须具有过流、过热、短路等保护功能，故在设计时应首选保护功能齐备的开关电源模块，并且其保护电路的技术参数应与用电设备的工作特性相匹配，以避免损坏用电设备或开关电源。 1.5 开关电源技术的发展动向开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT 技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的 PWM 开关技术进行创新，实现 ZVS、ZCS 的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的的可靠性大大提高。 模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成 N1 冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。 电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。1.6 开关电源在医学仪器中的应用 近二十年来，开关电源已广泛应用在心电图机、超声诊断仪和 CT 等医疗仪器设备之中。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）第 2 章 半桥变换器的设计原理与分析2.1 半桥式功率变压器的设计2.1.1 工作频率的设定工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。因此根据元器件及性价比等因素将电源工作频率进行优化设计。本例为：Fs=50KHZ ，T=1/Fs=1/50KHZ=20us2.1.2 磁芯的选用 选取磁芯材料和磁芯结构选用 R2KB 铁氧体材料制成的 EE 型铁氧体磁芯。 确定工作磁芯感应强度 BmR2KB 软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度 Bs=0.47T，考虑到高温时 Bs 会下降，同时为防止合闸瞬间高频变压器饱和，选定 Bm=1/3Bs=0.15T。 计算并确定磁芯型号磁芯的几何截面积 S 和磁芯的窗口面积 Q 与输出功率 Po 存在一定的函数关系。对于半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时为：SQ=Po104/2FsBmKcKuj （2-4-1）式中：-效率；j-电流密度，一般取 300-500A/cm2；Kc-磁芯的填充系数，对于铁氧体 Kc=1；Ku-铜的填充系数，Ku 与导线线径及绕制的工艺及绕组数量等有关，一般为 0.1-0.5 左右。各参数的单位是：Po-W，S-cm 2，Q-cm 2，Bm-T，Fs-Hz，j-A/cm 2。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）取 Po=640W， Ku=0.3，j=300A/cm 2，=0.8，Bm=0.15T，代入式（2-4-1）得：SQ=Po104/2FsBmKcKuj=640104/2501030.150.80.3300=4.558cm2由厂家手册知，EE55 磁芯的 S=3.54 cm2，Q=3.1042 cm2，则 SQ=10.9 cm4，EE55 磁芯的 SQ 值大于计算值，选定该磁芯。2.1.3 计算原副边绕组匝数按输入电压最低及输出满载的情况（此时占空比最大）来计算原副边绕组匝数，已知 Umin=176V 经整流滤波后直流输入电压 Udmin=1.2176=211.2V。对于半桥电路、功率变压器初级绕组上施加的电压等于输入电压的一半，即Upmin=Udmin/2=105.6V，设最大占空比 Dmax=0.9，则有：Tonmax=1/2TDmax=1/2200.9=9.0usUpminTonmax104=105.69.010-6104代入公式：N 1=UpminTonmax104/2BmSc=105.69.010-6104/20.153.54=8.9匝次级匝数计算时取输出电压最大值 Uomax=16V。次级电路采用全波整流，Us 为次级绕组上的感应电压，Uo 为输出电压，Uf 为整流二极管压降，取1V。Uz 为滤波电感等线路压降，取 0.3V，则Us=Uomax+Uf+Uz/Dmax=16+1+0.3/0.9=19.22VN2=Uz/UpminDmaxN1=19.228.9/105.60.9=1.8 匝 为了便于变压器绕制，次级绕组取为 2 匝，则初级绕组校正为：N1=UimaxDmaxN2/Us=10 匝2.1.4 选定导线线径在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应，一般要求导线线径小于两倍穿透深度，而穿透深度 由式（2-4-2）决定：= （2-4-2）2/2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）式中： 为角频率， =2fs； 为导线的磁导率，对于铜线相对磁导率 r=1，则 =or=410-7H/m； 为铜线的电导率，=5810 -6m；穿透深度 的单位为 m；变压器工作频率 50KHZ，在此频率下铜导线的穿透深度为 =0.2956mm，因此绕组线径必须是直径小于 0.59mm 的铜线。另外考虑到铜线电流密度一般取 3-6A/mm2，故这里选用 0.56mm 的漆包线 8 股并联绕制初级共 10 匝，次级选用厚 0.15mm 的扁铜带绕制 2 匝。2.2 半桥式变换器2.2.1 半桥式变换器电路开关晶体管的选择图 2.1 所示半桥式变换器中，变压器的一次侧在整个周期中都流过电流，磁心得到充分利用，对功率开关管的耐压要求较低，决不会超过线路峰值电压。与推挽式电路相比，若输出相同的功率，则开关晶体管必须流过 2 倍的电流。在半桥式变换器电路中，因为变压器的电压已减少到 UI/2，为了获得相同的功率，晶体管的工作电流将加倍。假定变换器的效率 =0.8，最大占空比Dmax=0.8，半桥式变换器的另一个优点是:它可以自动校正变压器磁心偏磁 ,避免变压器磁心饱和。图 2.1 半桥式变换器电路在设计开关电源时，还应考虑的是使用双极型晶体管还是 MOSFET 管，这两种晶体管各有优缺点。二者相比较，双极型晶体管价格较低，而 MOSFET 管由于驱动电路简单，所以整个电路设计也比较简单。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）双极型晶体管有一个缺点，就是工作截止频率较低，一般在几十 kHz 左右，而 MOSFET 管的开关工作频率可达几百 kHz。开关电源工作频率高就意味着设计出来的开关电源体积较小。提高开关电源的工作频率，这是当前开关电源设计的一个趋势。2.2.2 功率晶体管的保护功率晶体管的保护有抗饱和、二次击穿等问题，这里重点介绍二次击穿的防止及 RC 吸收回路元件参数的选择方法。（1）正偏压的二次击穿要设计出一个工作稳定、可靠的开关电源，必须避免开关晶体管出现正向偏置状态下的二次击穿现象。图 2.2 表示晶体管集电极电流 Ic 与 Uce 间的关系图，曲线的轨迹代表的是晶体管可以工作的最大限度范围。在晶体管导通期间，落入安全区正向偏置的负载曲线认为是安全的，工作时不能超过厂家所提供的器件热限度和安全工作区。图 2.2 双极型晶体管安全工作区正向偏置的二次击穿现象是由若干个发热点引起的。这些发热点是由于晶体管在高压下电流的不均衡而造成的。它们分布在功率晶体管工作面上的许多地方，由于晶体管的基极发射极结间是负温度系数，这些发热点就增加了局部电流流动，电流越大，则产生功率越大，进而使得某一发热点的温度更高。由于集电极对发射极的击穿电压也是负温度系数，所以与上述结果相同。由此可见，如果加在晶体管上的电压不消失，电流就不会终止，集电极发射极结就会被击穿，而晶体管会由于无法抗拒高温而损坏。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）有一种防止正向偏压二次击穿的新方法：在制造晶体管时增加了发射极平衡技术，使用这种技术制造的晶体管可以工作在它本身允许的最大功率和最大集电极电压的条件下，而不必担心会产生二次击穿。应用这种技术的器件如图 2.3 所示。具体实现方法是在功率开关晶体管的基极再串接一个结型场效应管，场效应管起着基极平衡电阻的作用，其阻值随集电极对基极电压的变化而变化。当集电极电压变化时，能够维持恒定的功耗。图 2.3 防止二次击穿的措施（2）反偏压的二次击穿当晶体管用作开关器件使用时，存储时间和开关损耗是两个重要的参数。如果不能有效地减少存储时间，变压器就会产生饱和，而且开关电源的调整范围就会受到限制。同时，对开关损耗必须进行控制，因为它影响着整个电源系统的工作效率。实际应用中，晶体管的反向偏置安全工作区具有实用意义，如图 2.4 所示。图 2.4 反向偏置时安全工作2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）曲线表示，对于 Uce 低于 Uceo 的情况，只受晶体管集电极电流 Ic 的限制。对 Uce 高于 Uceo 情况，集电极电流必须随所加的方向偏置电压的增加而减少。很明显，反向偏置电压 Ueb 是非常重要的，它对反向偏置安全工作区的影响非常大。在开关晶体管加反向偏压时，因为关断时间会减少，应避免基极发射极结的雪崩现象发生。设计时可采用有箝位二极管的 RC 吸收回路以避免雪崩现象的发生。（3）开关晶体管的 RC 吸收回路由上面的讨论可见，开关晶体管工作在截止状态的瞬间，为了把存储时间减少到最低限度，一般采用加大反向基极电流的办法。但是如果 Ib 过大，会造成发射结的雪崩，而损坏晶体管。为了防止这种情况的发生，可采用 RC 吸收回路，RC 吸收回路并联在开关晶体管的集电极发射极之间，在功率开关晶体管截止时给开关晶体管集电极电流分流，见图 2.5。当晶体管 V1 截止时，电容 C 通过二极管 V2 被充电到工作电源电压 E，当晶体管 V1 导通时，电容 C 经过电阻 R 放电。实际上，吸收回路消耗了一定量的功率，减轻了开关管的负担。如果没有吸收回路，这一部分功率必须由开关管承担。图 2.5 晶体管截止电流吸收网络在实际电路中，选取 RC 回路的值要保证以下两条：一是在开关晶体管截止期间内（toff ）必须能使电容 C 充电到接近 Uce 电压，二是在晶体管导通期间（ton），必须使电容 C 上的电荷经电阻 R 放完，所以应使表达式的值接近于 1。当 时， =0.05，即可以认为经过 3RC 的延迟,电容 C 已基本上把RTon3e3电荷放完,这样 R 的取值可由下式决定: CTon32013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）同时还应检验在晶体管导通时，电容 C 通过开关管放电的电流 Idis,应把它限制在0.25Ic 以下,可用下式计算 : RUceIdis2.2.3 MOSFET的选择和保护功率场效应管(PowerMOSFET)是近些年发展起来的半导体器件，在高频开关电源中得到了广泛的应用。它具有几个明显的优点：工作频率高达 200kHz 以上，从而可进一步减小开关电源的体积和重量；同时它还具有工作速度快、功率大、耐压高、增益高，几乎不存在存储时间，没有热击穿等优点。MOSFET 是电压型控制器件。为了在漏极 D 得到一个较大的电流，必须在MOSFET 的栅极和源极 S 之间加一个控制电压。为了驱动 MOSFET 导通，需要在栅极和源极间加入电压脉冲。为了提高MOSFET 管的开关速度，驱动电压源的阻抗 Rg 必须非常低。当 MOSFET 管关闭时，在漏极和源极之间就会出现很高的阻抗，从而抑制了电流的流动。当功率 MOSFET 用作开关器件时，漏源极间电压降与漏极电流成正比。也就是说，功率 MOSFET 工作在恒定电阻区，因此它实际上象电阻一样起作用。所以功率 MOSFET 漏源极间的导通电阻 Rdson 就成为一个十分重要的参数，它与双极型三极管的集电极发射极间饱和压降的重要性一样。当 Ugs 达到门限电压时（一般是 24V），漏极电流 Id 开始流动。当 Ugs 超过门限电压之后，漏极电流和栅极电压的比值呈线性增长，这样漏极电流对栅极电压的变化率（称为跨导gfs）在漏极电流较大时，实际上是个常数。MOSFET 可以提供非常稳定的安全工作区（SOA），因为在正向偏置时，它不受二次击穿的影响，因此，无论施加直流还是脉冲电压，它的 SOA 曲线比双极型晶体管要好。用功率 MOSFET 作开关器件使用时，在额定电压下驱动额定电流，不用吸收回路是可能的。当然，在实际设计电路时，还应适当降低额定值，图 2.6 表示典型 MOSFET 的 SOA 曲线，为了与双极型晶体管比较，把它们重叠画在一起。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）为了充分发挥 MOSFET 的优点，在设计 MOSFET 电路时应注意以下几点，以防在高频工作时产生振荡现象。（1）尽量减短与 MOSFET 各管脚接线的导线长度，特别是栅极引线长度，如果实在无法减短，可以用小磁环或 1 个小电阻 R1 与 MOSFET 管栅极串联，如图 2.7 所示。使用这两个元件应尽量靠近管子的栅极，以消除寄生振荡。（2）由于 MOSFET 具有极高的输入阻抗，为了避免电路正反馈引起的振荡，驱动源的阻抗必须很低。当 MOSFET 的直流输入阻抗很高时，它的动态阻抗（交流输入阻抗）会随着工作频率的变化而变化。由于 MOSFET 的栅极和源极之间的硅氧化层比较容易被击穿，如果两极间所加的电压超过了厂家给定的参数值，就会使管子造成永久性损坏。实际上，栅极电压的最大值一般是 2030V，即使所加的栅极电压低于最大允许值，也要对电路采取措施，确保避免由于杂散电容引进的尖峰脉冲把 MOSFET 的氧化层损坏。图 2.6 SOA 比较图2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）图 2.7 用铁氧体磁环消除寄生振荡为了使 MOSFET 管更安全有效地工作，一般情况下需要在 MOSFET 的源漏极间加 RC 吸收回路。因为 RC 吸收回路消耗了多余的关断 MOSFET 的能量，否则这部分能量要由 MOSFET 开关管来消耗，其工作原理与双极型晶体管 RC 吸收回路相同。2.3 半桥变换器的工作原理分析图 2.8 半桥变换器原理图图 2.8 示出了半桥变换器的电路图，电容器 C1、C2 和晶体管 Q1、Q2 组成了桥，桥的对角线接变压器 T1 的原边绕组，故称半桥变换器。如果 C1=C2，某一开关晶体管导通时，绕组上的电压只有电源电压的一半。稳定条件下，在 C1=C2，Q1 导通时，C1 上的 1/2 倍的 Vs 加在原边绕组上，Q1 流过负载 Io 折算至原边电流加上磁化电流。经占空比所定时间后，Q1 关断。由于原边绕组和漏电感的作用，电流继续流入原边绕组。如果这时 Q2 加有导通脉冲，Q2 导通。负载 Io 折算至电流加上磁化电流，流经原边绕组和 Q2。然后重复以前的过程，不同的是，电流 i 改变了方向。副边的电路工作如下：当 Q1 导通时，副边绕组 Vs电压使 D3 导通，如正激变换器工作相似。当 Q1 关断，两个绕组电压均朝零变化。副边回路电感 L 反激，储能继续供能负载 RL。当副边线圈降到零时，二极管 D3、D4 都起着续流作用，D3、D4 分得电流近似相等。在 D3、D4 同时导通时，副边电压 Vs钳位到零。在稳定条件下，在晶体管导通期间通过 L 的电流增加，关断期间 L 的电流减2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）小，其平均值等于输出电流 Io 的值。忽略损耗，输出电压 Vo 如下式： NspTtonVnDsVo21式中: Vs-原边绕组电压（V）Np-原边绕组匝数（匝）Ns-副边绕组匝数（匝）D-其中一个管子导通的占空比为： TofnsTs-工作周期（S）因此，通过使用合适的控制线路调整占空比，在电源电压 Vs 和负载 Io 变化时可以保持输出电压 Vo 不变。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）第 3章 可控整流的保护技术与应用智能高频开关电源系统，以开关整流器为基础，结合交直流配电、智能化控制器并配有集中监控模块的应用，使电源系统功能不断趋于完善，监测、控制、显示清晰明了，并可以和中央监控系统通信，实现远距离遥控、遥信、遥测和无人值守。开关整流器是电源系统中最重要的部分，它的技术是否先进，关系着开关电源系统的功能和可靠性。因此，一些自主开发的厂商很注重开关整流器技术性能的改进，其目的是使开关整流器的可靠性和效率得到很大提高，使其成本和高频电磁干扰降低。3.1谐振脉宽调制技术相移谐振脉宽调制与普通 PWM 电路的区别，可用全桥式变换器来说明，即在高频变压器初级电路中串入了一个谐振电感并加上两个小电流箝位二极管。但是，两者在开关管驱动方式上区别很大。普通 PWM 电路的驱动方式是使位于逆变桥对角的 2 只开关管同时导通或同时关断。在开关管截止后，每只管的结电容上都储存了一定的能量。当开关管导通时，这些能量将通过开关管放掉，额外增加了开关损耗。由于这时电流变化率很大，产生的电磁干扰以及开关管在开关瞬间承受的功耗峰值也很大。在相移谐振脉宽调制电路中，为了实现零电压导通，使逆变桥中位于同一侧上、下两个开关管交替截止与导通转换间设置一死区，死区时间应等于或略大于二分之一谐振周期。即当上端的开关管关断后，谐振电感和结电容产生振荡直至下端开关管电压为零后，才驱动下端开关管导通，即零电压导通。结电容中储存的能量输出到高频变压器次级或回馈到了电源，不会造成损失。在硬开关方式中，一个几百瓦的开关管在开关瞬间要承受几千瓦的功率峰值，2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）其电应力往往会在 20 多微秒内把开关管损坏。而软开关技术降低了开关管在导通与关断时所承受的应力，减少了开关损耗，使开关管发热量减少，温升降低，效率自然提高，同样使开关管的可靠性显著提高。另外，采用软开关技术可使EMC 费用降低，散热器费用减少并可使选用的开关参数余量减少，允许开关管工作在更高的温度上，从而使产品的成本降低了。意科公司生产的48V/40A、48V/50A 整流器测试数据表明，软开关技术可使开关损耗降到可忽略程度，功率变换部分的效率可达到 94。3.2 功率因数校正技术普通开关式整流器大多采用电容器滤波。这种滤波电路，只有输入电压超过滤波电容储存电压时才导通。因此，输入电流呈脉冲波形，且谐波电流很大，造成功率因数下降。低功率因数开关电源的使用，严重污染了电网，干扰了其它设备，增大了前级设备（如变压器、电缆传输、柴油发电机等）的功率定额，使供电系统容量至少要增大 30以上，使用户增加了投资。对于三相四线输入，当三相负载不平衡时，零线电流会很大。从实际运行结果来看，低功率因数的开关电源所带来的危害是很严重的，这是因为输入电流有很高的峰值，含有大量的高次谐波，不但产生严重电磁干扰，还使供电变压器产生大的电磁应力，噪音增大，铁损严重，温升剧增。因此，在整流器设计中，认真设计好功率因数校正电路是至关重要的。采用固定高频谐振软开关脉宽调制升压式变换电路，平均电流型控制方法。为使有源功率因数电路做得更好，可加入一个升压缓冲器，这种电路通常有两种形式，一种是加入一个零压主开关和一个零流辅助开关，但零流辅助开关的驱动和控制电路较复杂，造价较高；另一种缓冲器，只采用一个零流主开关，而不用辅助开关，因此，这种电路造价低，设计方便，也由于没有零压开关，这就阻止了开关频率的增加。由于采用了升压缓冲器，从而极大地降低了高压二极管和大功率 VMOS 管的开关损耗，并大大降低了电磁干扰。该电路的输入端串入阻值很小（约 50m）的采样电阻，流经采样电阻的实际电流与全波整流 100Hz 正弦输入电压比较，并通过反馈，使输入电流波形跟踪电压波形，这样，整流器基本上工作在纯电阻状态。3.3可控硅整流装置的控制原理2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）3.3.1可控硅整流装置的开环控制以三相全控桥为例，可控硅整流装置的输出电压 Ud 与可控硅控制角 之间的关系如下： Ud=1.35Uzlcos 式中：Ud可控硅整流装置输出电压；Uzl整流变压器二次侧线电压；可控硅控制角。由上式可以看出，可控硅整流装置的输出电压与可控硅控制角 有关系。在如图 3.1 中 实际上由控制电压 Uy 决定，即当 Uy 增加时， 增大，则 Ud 减小；当 Uy 减小时， 减小，则 Ud 增大。所以调节 Uy 的大小，可以控制整流装置的输出电压值。这便构成了整流装置的开环控制。图 3.1 开环控制 图 3.2 闭环控制3.3.2可控硅整流装置的闭环控制整流装置的输出通过调节单元，来控制 Ud 这一过程便构成了可控硅整流装置的闭环控制。如图 3.2 所示。图中的调节单元为整个控制系统的核心，这个调节单元设计的如何，决定着整流装置能否正常工作。3.3.3 调节单元调节单元的构成及原理如图 3.3 所示。图中 Uvf 为装置 Uif 为装置输出电压或电流反馈信号。当只有电压反馈 Uvf 时，整流装置工作在恒压状态下；当只有电流反馈 UIf 时，装置工作在恒流状态下。 R1、R3 、R5 、C、N 构成了 PI 调节器。PI 调节器输出 Uy 与电压反馈 Uvf 之间的关系为：2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）UvfcRteUy31由式中可以看出，Uvf 决定 Uy，从而决定整流装置的输出电压 Ud，这样就构成了一个自动调节系统。这一调节单元的加入，使整流装置自动工作在恒压或恒流状态。当电网波动或整流装置负载变化而引起整流装置输出电压高于输出整定值时，电压反馈 Uvf 升高，Uy 也升高，则控制角 增大。由整流装置输出电压公式可以看出，Ud 相应减小，控制角 减小，使 Ud 增大，以达到整定值。通过这种自动调节，使整流装置达到稳定电压的目的。整流装置处于恒流工作状态时，其调节过程与恒压状态的调节过程原理相同，这里不再赘述。RP1 为整流装置输出电压或电流值的设置电位器，通过 RP1 的调整，使装置输出一定的电压或电流值。图 3.3 调节单元3.4 限流保护限流保护是在整流装置工作在恒压状态下所加入的一种保护措施。当整流装置输出电流超过额定值时，这种保护能使整流装置的输出电压降低，并使装置继续运行，如图 3.4 所示。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）图 3.4 限流保护电路 电流反馈信号 Uif 经过运算放大器放大，再经过反相器倒相后，与电压反馈信号 Uvf 通过选通电路相迭加在一起，做为 PI 调节器的输入。这里UIf=R7/R5（R2/R1Uif+R2/R3URP1）运算放大器 N1 与反相器 N2 完成电流反馈信号的放大作用。电路应该这样设计和调整，当整流装置输出电流超出输出电流额定值，即|UIf|URP1|时，保证UIFUvf；当整流装置输出电流低于输出电流额定值即|UIf|时，U=UIF-Uv2当 UIFURP1，则比较器输出为“0”电平，使三极管 V2 截止，此时 Uk 为“1”电平，使整流装置输出电压为 0。钳位二极管 V1 保证系统在出现过流时，比较器输出电位为“0” 电平，使整流装置可靠关断。这种过流保护电路的设计，确保了在整流装置输出正负极短路时，不致于损坏装置中的任何元件。实践证明，这种电路工作极为可靠。限流、过流保护在可控硅整流装置中的完善，使整流装置运行起来更加安全可靠。这种保护措施不仅适用于可控硅整流装置，而且同样适用于开关电源和其它直流稳压装置。第 4章 SG3524 集成控制保护电路本章论述了 SG3524 的功能及产生 SPWM 波的方法，对逆变器的控制及保护电路作了详细的介绍，给出了输出电压波形的实验结果。通常保护电路,利用互感器实现电流- 电压的比值转换 ,信号的电平高于稳压管稳压值输入 PWM 芯片的保护脚截止振荡工作的保护方式。 4.1 SG3524芯片4.1.1外形图（图 4.1）2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）图 4.1 外形图4.1.2 SG3524的功能及引脚（图 4.2）2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）图 4.2 内部结构图及引脚4.2控制及保护电路为了降低成本，使用集成 PWM 脉冲产生芯片 SG3524 使得控制电路简洁，易于调试。SG3524 工作过程是这样的：直流电源 Vs 从脚 15 接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的5V 基准电压。 5V 再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为电源。振荡器脚 7 须外接电容 CT，脚 6 须外接电阻 RT。振荡器频率 f 由外接电阻RT 和电容 CT 决定，f=1.18/RTCT 。本设计将 Boost 电路的开关频率定为10kHz，取 CT=0.22F，RT=5k；逆变桥开关频率定为 5kHz，取CT=0.22F，RT=10k 。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出。1）SG3524 通电 2S 的输出波形图2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）2）SG3524 通电 5S 的输出波形图误差放大器实际上是个差分放大器，脚 1 为其反向输入端；脚 2 为其同相输入端。通常，一个输入端连到脚 16 的基准电压的分压电阻上（应取得 2.5V 的电压） ，另一个输入端接控制反馈信号电压。本系统电路图中，在 DC/DC 变换部分，SG3524 芯片的脚 1 接控制反馈信号电压，脚 2 接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其作用是将 PWM 脉冲交替送至两个三极管 Q1 及 Q2 的基极，锯齿波的作用是加入了死区时间，保证 V1及 V2 两个三极管不可能同时导通。最后，晶体管 Q1 及 Q2 分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差 180。当 V1 及 V2 并联应用时，其输出脉冲的占空比为090；当 Q1 及 Q2 分开使用时，输出脉冲的占空比为 045，脉冲频率为振荡器频率的 1/2，在本系统电路图中，当脚 10 加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，进行过流保护。4.2.1 利用 SG3524生成 SPWM信号2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）图 4.3 外围电路图按照上述 SG3524 的工作原理，要得到 SPWM 波，必须得有一个幅值在13.5V，按正弦规律变化的波形，将它加到 SG3524 的内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波。我们设计的控制电路框图，以及实际电路各点的波形。正弦波电压 Ua 由函数发生器产生。正弦波的频率由 R1，R2 和 C 来决定，为了调试方便，我们将 R1 及 R2 都用可调电阻，R2 和 R 是用来调整正弦波失真度用的。当 f=50Hz 时，R1 R2=9.7k，其中 C=0.22F。正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流，得到正弦波，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波。与 1V 基准经过加法器后得到正弦波，ud 输入到 SG35242 的脚 1，脚2 与脚 9 相连，这样 ud 和锯齿波将在 SG3524 内部的比较器进行比较产生 SPWM波。4.2.2 驱动电路设计设计的驱动电路由驱动脉冲放大和 5V 基准两部分组成。脉冲放大包括光耦Vo1，R1 和 R2，中间级的 VT1，推挽输出电路 VT2 和 VT3，对高频干扰信号进行滤波的 C1；5V 基准部分包括 R4，VZ1 和 C2，它既为 MOS 管提供5V 的偏置电压，又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是：1）当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使 VT1 基极电位迅速下降，VT1 截止，导致 VT2 导通，VT3 截止，电源通过 VT2，栅极电阻 R5，使 MOS 管导通；2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使 VT1 基极电位上升，VT1 导通，导致 VT3 导通，VT2 截止，MOS 管栅极电荷通过2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）VT3，栅极电阻 R5 迅速放电，5V 偏置电压使之可靠地关断；3）电阻 R5 和稳压管 VZ2，VZ3 用以保护 MOS 管栅极不被过高的正、反向电压所损坏；4）光耦 Vo1 采用组合光敏管型光耦 6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足实验的要求。4.2.3 过流保护电路保护是利用 SG3524 的脚 10 加高电平封锁脉冲输出的功能。当脚 10 为高电平时，SG3524 的脚 11 及脚 14 上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器（SG3524 串接在工频变压器的副边） ，经整流后得到电流信号加至原理图所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器的同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管D2 将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则 Boost 电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响 Boost 电路工作。4.2.4 反馈调压电路正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，其二次电压经整流，滤波，分压得到反馈电压 uo，显然，uo 的大小正比于逆变器的输出电压。调节 Rp 可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。uo 控制信号被送到SG3524 的误差放大器的反相端脚 1。误差放大器的同相端脚 2 接参考电平。这样，SG3524 的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在 SG3524 的 1 脚的输入反馈电压下降，这会导致 SG3524 输出脉冲占空比增加，从而使得 Boost 电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见，正是通过SG3524 的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）第 5章 实用电路举例分析与设计运用开关变换技术，人们既可以做成一台台独立的电源，用在实验室或系统之中；也可以做成电源组件，装在计算机、电视机、传真机或打印机等设备之中。5.1 半桥式 PC兼容机电源电路（电路原理图见附录 2）IBM - PC 机和它的兼容机的电源电路很多，附录 2 是一种双管半桥式脉宽调制型开关电源电路。5.1.1 输入电路220V 交流电路熔丝接入一个由 LC 组成的低通滤波器，既阻止来自外界的高频干扰进入开关电源，同时也对开关电源本身产生的高频干扰进行抑制，以免污染市电。LC 滤波器的输出接桥式整流电路，并通过桥堆和由电容 C1、C2 等组成的电路对工频进行整流滤波，整流滤波后的输出电压近似为工频电压的峰值（约300V） 。5.1.2 变换电路变换电路是由两个功率管 V1、V2 和两个电容 C1、C2 等构成的半桥式电路。其中 C1=C2，高频变压器 T1 的初级线圈接在 C1、C2 的中点和 V1、V2 的中点之间。当 V1、V2 没有受到触发信号的作用时，两只电容被输入电压充电，Vc1=Vc2=150v,当控制变压器 T2 的次级线圈产生正向驱动脉冲时 V1 导通，C1经 V1 和变压器 T4 的初级线圈放电，与此同时，C2 被放电，当 T3 的次级线圈产生正向脉冲时，V2 导通，C2 放电，C1 充电。随着 V1 和 V2 的通断切换，在 T4的次级产生产生具有特定频率的高频脉冲电压。这些电压经过相应的整流滤波电路后即可输出正负 5V 和正负 12V 的稳定的直流电压，在脉冲电压的频率或周期不变的情况下，改变脉冲宽度就可以改变输出的直流电压。因此，对输出电压的变化进行取样放大，并用变化量调节输出脉冲宽度，就可以输出稳定的电压。2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）功率管 V1、V2 的 e-c 极间均反向并联了一个二极管和 RC 支路，目的在于抑制尖峰电压，当半桥的中点电压超过电源电压时，VD1 导通，变压器中储存的能量通过 VD1 向外电源释放，当中点电压低于地点电压时，VD2 导通，将尖峰电压箝位在电源电压和地之间，从而使功率管免遭尖峰脉冲的冲击。5.1.3 控制电路电源控制电路由一块开关型集成稳定芯片 SG3524、功放管 V3/V4，驱动变压器 T2/T3 等组成。接在一起（芯片地）第 12、13、 15 脚接在一起（芯片的电源电压） ，第 16 脚输出的基准电压经电阻分