正弦波逆变器设计

正弦波逆变器逆变主电路介绍正弦波逆变器逆变主电路介绍 主主电电路及其仿真波形路及其仿真波形 图 1 主电路的仿真原理图 图 1 1 是输出电压的波形和输出电感电流的波形 上部分为输出电压波形 下 面为电感电流波形 图 1 1 输出电压和输出电感电流的波形 图 1 2 为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号 从上到下分别为 S1 S3 S2 S4 的驱动信号 从图中可以看出和理论分析的 HPWM 调制方式的 开关管的工作波形向一致 图 1 2 开关管波形 从图 1 3 的放大的图形可以看出 四个开关管工作在正半周期 S1 和 S3 工作在互补的调制状态 S4 工作在常导通状态 S2 截止 在负半周期 S2 和 S4 工作在互补的调制状态 S3 工作在常导通状态 S1 截止 图 1 3 放大的开关管波形 图 1 4 为主电路工作模态的仿真波形 图中从上到下分别为 C3 的电压波形 C1 的电压波形 S3 开关管的驱动波形 S1 的驱动波形 从图中可以看出在 S1 关断的瞬间 辅助电容的电压开始上升 完成充电过程 同时 S3 上的辅助电容 完成放电过程 S3 开通 图 1 4 工作模态仿真波形 图 1 5 为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图 图中从上到下分别为 电感电流波形 S3 驱动波形 S1 驱动波形 从图中可以看出当 S1 关断瞬间到 S3 开通的瞬间 电感电流为一恒值 S3 开通后 电感电流不断下降到 S3 关断 时的最小值 然后到 S1 开通之前仍然为一恒值 直到 S1 开通 重复以上过程 根据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合 图 1 5 开关管的驱动电压波形和电感电流波形 2 滤波环节参数设计与仿真分析 2 1 输出滤波电感和电容的选取 对逆变电源而言 由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高 为获得良好 的正弦波形 必须设计良好的 LC 滤波器来消除开关频率附近的高次谐波 滤波电容 Cf是滤除高次谐波 保证输出电压的 THD 满足要求 Cf越大 则 THD 小 但是 Cf不断的增大 意味着无功电流也随之增加 从而增加了逆变电 源的电容容量 同时会导致逆变电源系统体积重量增加 同时电容太大 充放 电时间也延长 对输出波形也会产生一定的影响 逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端 所以 L 的大小 关系到输出波形的质量 要保证输出的谐波含量较低 滤波电感的感值不能太 小 增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波 但是电感量的增加带来体积 重量的加大 不仅如此 滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性 滤波电感 越大 电感电流变化越慢 动态时间越长 波形畸变越严重 而减小滤波电感 可以改善电路的动态性能 则使得输出电流的开关纹波加大 必然增大磁滞损 耗 波形也会变差 综合以上的分析 在 LC 滤波器的参数设计时应综合考虑 本文设计的 LC 滤波器如图 3 12 中所示 电感的电抗 随频率的升高而增大 电容的电抗为2 L XLfL L X 随频率的升高而减小 所对应 11 2 C X CfC C X 1 L C 的频率为谐振频率 即 设逆变器输出电压的基波频率 c f 1 2 c f LC 为 开关频率为 则有 由于 故 0 f s f 0 f c f s f 0 f c f 电感对基波信号的阻抗小 电容对基波分流信号很小 即 0 0 1 L C 基波器允许基波信号通过 由于 故 电感对开关 c f s f 1 s s L C 频率分量阻抗很大 电容对开关频率分量分流很大 即滤波器不允许开关频率 分量通过 更不允许它的高次谐波分量通过 则该滤波器可以满足滤波要求 由于采用了高频开关技术 输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附 近 因此谐振频率可以选得较高 设 而谐振频率 1 LC 则可得 L C 的计算公式 1 2 c f LC 式 1 1 2 c L f 1 2 c C f 本文的逆变电源功率为输出电压为 235V 开关频率为 15KHZ 额定负载为 56 一般取额定负载的 0 4 0 8 倍 而 fc一般取开关频率的 0 04 0 1 L R 倍 本设计取 则由式 1 1 可计算出 0 08 cs ff 0 6 L R 式 1 2 33 6 4 46 22 3 14 1200 f C LmH f 式 1 11 3 949 22 3 14 1200 33 6 f C CF f 3 2 2 输出滤波电感的设计 本文为 滤波电容电流的有效值为 f L4 46mH 6 00 2 3 14 100 3 949 102350 583 cff IC UA 式 2 1 110 负载时 负载的电流有效值为 式 2 2 max max 1000 110 4 681 235 o o O P IA U 容性负载时电感电流最大 因此电感电流的有效值为 220 max 2 cos 90 5 08 LfcfocfomaxL IIIIIA 式 2 3 其中 考虑到滤波电感电流的脉动量 滤波电感的电 1 cos 0 75 L 流峰值为 式 2 max 1 10 21 125 087 90 LfLf IIA 4 电感选用 型铁氧体材料铁心 MnZn 2R KBD6249PM 其磁路截面积 窗口面积 2 4 9 C Scm 2 3 26 Qcm 滤波电感的匝数为 3500 m BGS 式 2 3 max 44 4 46 107 90 205 44 3500 104 9 10 fLf mC L I N B S 5 取 N 206 匝 气隙 按滤波电感电流有效值 2 0 0 40 58558 Cf N SLcm 5 08 Lf IA 选取导线 取 导线的截面积为 2 3jA mm 导线选用的铜皮 窗口利用系数 2 6 2 3 Lf Ijmm 0 1 2cm 可以成功绕制 0 1 20206 0 1 201 26 326 KN Q u 2 3 滤波环节仿真分析 为了验证滤波环节的参数设计 根据主电路拓扑结构 对电容和电感值进 行了仿真分析 图 2 1 a 的参数为 4 46 f LmH 可以明显看出输出电压的波形优于其他两个输出波形 3 949 f CF 图 2 1 b 为的输出电压波形 从图中可以看出 由于0 446 f LmH 电感的值变小 输出电压的谐波含量变大 图 2 1 c 为 12 f CF 的输出电压波形 由于电容的过大 反而使输出电压的纹波加大 a 标准输出电压波形 b L 0 446mH 输出电压波形 b C 10 F 输出电压波形 图 2 1 滤波环节参数仿真分析 3 逆变数字控制系统硬件设计 数字信号处理器 Digital Signal Processor DSP 是针对数字信号处理 的需求而设计的一种可编程的单片机 也称 DSP 芯片 是现代电子技术 计算 机技术和信号处理技术相结合的产物 DSP 在 20 世纪 70 年代有了飞速的发展 到 20 世纪 80 年代 数字信号处理已应用到各个工程技术领域 不管在军用还 是在民用系统中都发挥了积极的作用 工作中常见的应用有传真机 调制解调 器 磁盘驱动器和电机控制等 而数码相机 MP3 和手机等都是日常生活中 DSP 的典型应用 3 1 HPWM 调制方式下 ZVS 的实现 逆变电源越来越趋向高频化设计 传统的硬开关所固有的缺陷变得不可容忍 开关元件开通和关断损耗大 容性开通问题 二极管反向恢复问题 感性关断问 题 硬开关电路的 EMI 问题 因此 有必要寻求较好的解决方案尽量减少或消除 硬开关带来的各种问题 软开关技术是克服以上缺陷的有效办法 最理想的软 开通过程是 电压先下降到零后 电流再缓慢上升到通态值 开通损耗近零 因功率管开通前电压已下降到零 其结电容上的电压即为零 故解决了容性开 通问题 同时也意味着二极管已经截止 其反向恢复过程结束 因此二极管的 反向恢复问题亦不复存在 最理想的软关断过程为 电流先下降到零 电压再 缓慢上升到断态值 所以关断损耗近似为零 由于功率管关断前电流已下降到 零 即线路电感中电流亦为零 所以感性关断问题得以解决 基于此 本文采用了全桥逆变桥 HPWM 控制方式实现 ZVS 软开关技术 其设 计思路是在尽量不改变硬开关拓扑结构的前提下即尽量不增加或少增加辅助元 件的前提下 有效利用现有的电路元件及功率管的寄生参数 为逆变桥主功率 管创造 ZVS 软开关条件 最大限度的实现 ZVS 从而达到减少电路损耗 降低 EMI 提高可靠性的目的 HPWM 软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有 12 种开关状态 基于 正负半周两个桥臂工作的对称性 以输出电压正半周为例 分析其一个开关周 期工作模态 如图 2 2 为输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形 此时 S4 工作在常通状态 S2 处于关断状态 S1 和 S3 处于互补调制状态 由于载波的 频率远大于输出电压基波频率 在一个开关周期 Ts内近似认为输出电压 U0保持 不变 电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变 Uge1 Uc1 Uc3 Uge3 I1 iL I0 t0t1t6t5t4t3t2 ids1 ids3 图 2 2 ZVS 主要工作波形 1 模式 A 从 t0和 t1时刻 对应的电路等效工作模式如图 2 3 图 2 3 模式 A 电路等效工作模式图 S1 和 S4 导通 电路为正电压输出模式 滤波电感电流线性增加 直到 t1 时刻 S1 关断为止 电感电流 式 3 1 0 d L f UU i tt L 2 模式 B 从 t1和 t2时刻 对应的电路等效工作模式如图 2 4 图 2 4 模式 B 电路等效工作模式图 在 t1时刻 S1 关断 电感电流从 S1 中转移到 C1 和 C3 支路 给 C1 充电 同时给 C3 放电 由于 C1 C3 的存在 S1 为零电压关断 在此很短的时间内 可以认为电感电流近似不变 为恒流源 则 C1 两端电压线性上升 C3 两端电 压线性下降 到 t2时刻 C3 电压下降到零 S3 的体二极管 D3 自然导通 电路 模式 B 结束 式 3 2 11 L Ii t 式 3 3 1 1 2 C eff I Utt C 式 3 4 1 3 2 Cd eff I UtUt C 3 模式 C 从 t2和 t3时刻 对应的电路等效工作模式如图 3 6 图 3 6 模式 C 电路等效工作模式图 D3 导通后 开通 S3 所以 S3 为零电压开通 电流由 D3 向 S3 转移 此时 S3 工作于同步整流状态 电流基本上由 S3 流过 电路处于零态续流状态 电 感电流线性减小 直到 t3 时刻 减小到零 此期间要保证 S3 实现 ZVS 则 S1 关断和 S3 开通之间需要死区时间 并且满足以下要求 1dead t 式 3 5 1 1 2 effd dead C U t I 式 3 6 0 1 L f U i tIt L 4 模式 D 从 t3和 t4时刻 对应的电路等效工作模式如图 3 7 图 3 7 模式 D 电路等效工作模式图 在此模式加在滤波电感 Lf上的电压为 U0 则电感电流开始由零向负向增加 电路处于零态储能状态 S3 中的电流也相应由零正向增加 到 t4 时刻 S3 关 断 结束 D 模式 电感电流 式 3 7 0 L f U i tt L 5 模式 E 从 t4和 t5时刻 对应的电路等效工作模式如图 3 8 图 3 8 模式 E 电路等效工作模式图 此模式状态与模式 A 近似 S3 关断 C3 充电 C1 放电 同上分析同理 S3 为零电压关断 t5时刻 C1 的电压降到零 二极管 D1 自然导通 进入下一电 路模式相关电流电压值为 式 3 8 04 L Ii t 式 3 9 0 3 2 C eff I Utt C 式 3 10 0 1 2 Cd eff I UtUt C 6 模式 F 从 t5和 t6时刻 对应的电路等效工作模式如图 3 9 图 3 9 模式 F 电路等效工作模式图 在 D1 导通后 开通 S1 则 S1 为零电压开通 电流由 D1 向 S1 转移 S1 工 作于同步整流状态 电路处于正电压输出状态回馈模式 电感电流负向减小 直到减小到零 之后输入电压正向输出给电感储能 回到初始模式 A 开始下 一开关周期 此期间电感电流 式 3 11 0 0 d L f UU i tIt L 同理要保证 S1 零电压开通 则 S3 关断和 S1 开通之间需要死区时间 同时满足 需要注意的是一般有 2dead t 2 0 2 effd dead C U t I 10 II 因此得出 21deaddead tt HPWM 调制方式下 ZVS 实现的条件及范围 由以上的工作模式分析可知 由于电容 C1 和 C3 的存在 S1 和 S3 开关管 容易实现 ZVS 关断 要实现功率管的零电压开通 必须保证有足够的能量在其 开通之前抽去等效并联电容上所储存的电荷 即要满足以下条件 式 3 12 2222 111 222 f Leffdeffdeffd L iC UC UC U 在上面的分析中 下管总是容易实现 ZVS 开通 因为其开通时刻总是在电 感电流的瞬时最大值的时刻 即使轻载时电感储存的能量也可以保证其实现零 电压开通 对于上管来说 则必须在零态续流模式中电感电流瞬时值由正变负 达到一定负向值 才能保证在下管关断时该电流可以使上管等效并联的电容 放电 从而实现其零电压开通 此种情况实际为输出半个周期中电感电流与输 出电压同向 即 U0 0 iL 0 的情况 当二者反向即 iL tdead1 成立 为充分保证上管软开关的实现 则可以考虑在下管驱动附加加速关断措施 如采用电阻二极管网络 以适当增 加下管关断到上管开通之间的死区时间 2 由上述可知 由于要保证 ZVS 的实现 则滤波电感上必然存在较大的电 流脉动 因而电感的磁芯损耗比较大 实际应用须选用电阻率高 高频损耗小 的磁芯材料 3 由上述的分析得知由于 ZVS 实现的范围与电感磁芯损耗的矛盾 在负载 范围较大的情况下 很难折衷得到很好的效果 因此该方式只适用于较小功率 的应用场合 而应用于较大功率场合时 则可以考虑用相同功率的模块并联来 实现 3 2 3 仿真分析 仿真采用 Saber2007 软件执行 Saber 是美国 Analogy 公司开发并于 1987 年推出的模拟及混合信号仿真软件 被誉为全球最先进的系统仿真软件 也是 唯一的多技术 多领域的系统仿真产品 Analogy 公司 在机电一体化和电力电 子设计 分析方面居世界领先地位 其产品广泛应用于电力 电 子 航空 运 输 家用电器及军事等领域 与传统仿真软件不同 Saber