一种高效率单相AC-DC变换电路的设计

-一种高效率单相AC-DC变换电路的设计【摘要】：有源功率因数校正技术具有提高电力电子装置网侧功率因数，减少电网谐波污染，降低线路损耗，提高电网供电质量等优点。设计实现2030VAC输入，36VDC输出，功率因素校正，过流保护等功能，具有较低的电压调整率和负载调整率。电源系统由两级组成，前级采用BoostAPFC电路结构，实现有源功率因数校正并将输入侧电压升高。后级采用Buck电路降压并稳压至36VDC，在后级和负载之间有过流保护电路。测试结果显示电源系统成功将交流电转换为直流电，功率因数、电压调整率、负载调整率、过流保护等均符合设计要求。【关键词】：功率因数校正；电压调整率；负载调整率；过流保护-i-Abstract:Thetechnologyofactivepowerfactorcorrectioncanimprovethepowerfactorofpowerelectronicdevice,reducetheharmonicpollution,reducethelossoflineandimprovethequalityofpowersupply.Designprovesthefunctionsof2030VACinput,36VDCoutput,powerfactorcorrection,over-currentprotectionfunction.Designproveslowvoltageregulationandloadregulation.Thepowersupplysystemwascomposedoftwoparts.ThefirstpartusedtheBoost-APFCcircuitstructureandrealizeactivepowerfactorcorrection,increaseinputvoltage.Thesecondpartusedabuckcircuitreducingvoltageandvoltageto36VDC.Betweenthesecondpartandload,thereisanover-currentprotectioncircuit.Thetestresultsshowedthatpowersupplysystemconvertedalternatingcurrenttodirectcurrentsuccessfully.Powerfactor,voltageregulationrate,loadregulationrateandover-currentprotectionallmetthedesignrequirements.Keywords:Powerfactorcorrection;Voltageregulationrate;Loadregulationrate;Over-currentprotection-ii-目录前言.2第1章设计背景和要求.3第1.1节设计背景.3第1.2节设计要求.3第2章系统分析.4第2.1节主电路拓扑结构选择.4第2.2节实现方案.4第3章系统设计.7第3.1节Boost电路原理.7第3.2节APFC电路设计与参数计算.8第3.3节Buck电路原理.10第3.4节降压电路设计与参数计算.11第3.5节过流保护电路设计.13第4章系统测试.14第4.1节测试仪器.14第4.2节测试方法.14第4.3节测试过程及结果分析.14结论.16参考文献.16致谢.17附录.18附录1：PCB图.18附录2：实物照片说明.18附录3：测试现场.20第0页前言开关电源因其与传统线性电源相比具有体积小、效率高、重量轻、发热量低、工作性能稳定等优点而正逐渐取代传统工艺技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机和设备中。20世纪80年代，计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成了计算机领域的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用和发展，开关电源技术全面进入快速发展期。功率因数校正技术的应用能有效的提高开关电源的功率因数，提高电源的利用率，减小开关电源给电网带来的谐波污染。在电路的单相PFC控制中，一般有两种方法控制系统的功率变换。一种方法是电源单级转化，它将输入级的电流控制电路、输出电压调整电路以及可能需要的输入输出级隔离电路合成一个功率级；另一种方法是二级转化，一般在电源输入级控制输入电流波形，并提供一个第一级变换后形成的输出电压，将负载电压调整作为电源第二级，不同的功能通过不同的拓扑结构实现。目前，单相功率因数校正技术已经成为了一项成熟的电力电子技术。自90年代初起，有源功率因数校正技术（APFC）取得了较大的发展。1992年以前的世界电气和电子工程师协会(IEEE)有关功率因数校正技术的报道不多。自l992年起，世界电气和电子工程师协会(IEEE)设立了单相功率因数校正专题，被看作是单相有源功率因数校正技术发展的里程碑。这次会议上，这个专题的主要内容中，对于电压跟随型功率因数校正技术以及软开关功率因数校正技术的报道占了大部分。目前单项有源功率因数校正技术已经逐步趋向于成熟，主要应用的控制方法有：平均电流型控制，峰值电流型控制，电流滞环控制等。1994l995年，IEEE电力电子学专家会议上，软开关技术和功率因数校正技术相结合以提高功率因数校正电路性能的方法，是关于功率因数校正技术主要的报道内容之一。这些年以来，有关连续导电模式下功率因数校正的控制新方法的研究有很多，主要有单周期控制、滑模控制、模糊控制、神经网络控制、多电平整流技术、空间矢量调制、无差拍控制、滑模变结构控制、基于鲁棒非线性大信号方法控制以及其它新控制方法。与此同时，也出现了一些新颖的功率因数校正的拓扑结构以及原理。第1页第1章设计背景和要求第1.1节设计背景随着开关电源技术的广泛使用，各种电力电子产品在电力系统、交通、工业及家庭生活中得到了广泛应用，给电网带来了非常严重的谐波污染。在含有AC/DC变换器的电力电子装置中，DC/DC变换器或DC/AC变换器的供电电源一般是由交流市电经整流和大电容滤波后得到较为平直的直流电压。传统的整流器在运行时，网侧功率因数一般都为0.60.7左右,并且会产生大量谐波电流,对电网造成严重危害。目前，针对谐波的危害，从1992年起,国际上开始以立法的形式限制高次谐波。我国国家技术监督局在1993年颁布了国家标准GBIT14549-93“电能质量公用电网谐波”。国际电工委员会（IEC）也于1998年针对谐波制定了相应标准。传统的整流器因谐波远远超标而面临着前所未有的挑战。第1.2节设计要求本课题主要研究基于有源功率因数校正技术的AC/DC开关电源，完成系统方案设计、电路原理设计、电路元件参数选择设计。电源系统要实现输入20V30V交流电压，输出36V0.5V直流电压，额定输出电流为2A。电路能够实现功率因数校正，输入侧功率因数要达到98%以上。另外，在电源系统的末端，有过流保护电路，在输出电流达到2.5A时，保护电路开始发挥作用，使输出电压迅速降低，实现过流保护的功能。电源系统对输出的电压有一定的稳定能力，输入电压不变（24V），输出电流在一定范围内变化时（0.2A2.0A），负载调整率；输出电流不变（2A），输入电压在一定范围内变化%5.0时（20V30V）,电压调整率。电源系统在额定电流点的电源转换效率不低于80%。第2页第2章系统分析第2.1节主电路拓扑结构选择本课题要求实现功率因数校正，输出直流稳压，且电源变换效率、稳压精度等要求较高，比较理想的设计方案是采用单级变换电路，同时实现APFC与稳压功能。考虑输入电压和输出电压的变化范围，可以采用Buck-Boost或Flyback电路结构。但Buck-Boost电路在输入电压变化范围较大时难以在全范围内实现良好的电流波形校正，而输入输出电压的比例决定了Flyback变压器体积与漏感均会比较大。且单级APFC电路由于动态性能较差，在兼顾输入电流校正功能的情况下，难以实现输出直流电压高精度稳压。因此，以单级电路完成该课题的设计具有较高的技术难度和风险。从题目的具体要求分析，本项目拟采用两级电路结构，前级采用BoostAPFC电路升压，后级采用Buck电路降压，这样的方案设计比较容易实现，各项指标可以兼顾。缺点是效率难以达到很高，但通过电路的优化设计，实现超过80%的效率仍有比较大的把握，整个电路的结构框架如图2-1所示。交流电压Us输入APFC电路降压电路负载滤波整流电路过流保护50V36V电压反馈图2-1系统基本框架第2.2节实现方案2.2.1.功率因数校正功能的实现前级BoostAPFC电路拟采用MC33262芯片控制，其工作原理如图2-2所示。1脚是反馈电压输入端，用于PWM脉宽调制稳压。2脚是软启动控制端，也是内部电压误差放大器输出端。3脚是输入线电压取样端，内接乘法器输入端。4脚是电感电流取样输入端，内接电流误差放大器反相端。5脚是零电流检测输入端，外接输入功率变换器二次侧。6脚是内部控制电路接地端。7脚控制驱动信号输出，外接MOSFET管栅极。8脚是电源输入端，为内部控制电路供电。MC33262是有源功率因数控制器，它作为前置变换器用于电子镇流器和脱机功率变换器中。该电路运行在电感电流临界连续模式下，控制输入电流跟踪输入电压，实现功率因数校正。这种集成电路的特点是有独立工作时的内部启第3页动定时器，功率因数接近1的单象限乘法器，保证临界传导工作的零电流检测器，高增益误差放大器，强化启动的快速启动电路，调定的内部带隙基准电压源，电流传感比较器，特别适用于MOSFET的推挽输出。MC33262之所以能成为有源功率因数控制芯片，就是靠这个功率因数接近1的单象限乘法器。器件还具有下列保护功能：过电压比较器，以避免由于负载移去而使输出电压失去控制。有滞后的输入欠电压锁定电路，有乘法器输出钳位电路，以限制最大峰值电流。有记录单脉冲的RS锁存器，有保护MOSFET栅极的驱动输出高态钳位电路。具体的BoostAPFC电路可以参见第3章，第3.2节。图2-2MC33262内部电路图2.2.2.后级Buck稳压控制的实现考虑到脉冲变压器在较高占空比时设计困难，因此采用双管并联斩波控制的变形Buck电路。利用双端PWM控制芯片SG3525A，每个输出端控制一个开关管，每个开关管的最大占空比不超过50%，有利于脉冲变压器的设计。双管合成控制后，输出斩波的占空比可以在接近0%100%范围内变化，满足调压控制的需要。SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。如图2-3所示，是SG3525芯片的内部结构。第4页图2-3SG3525内部电路图引脚1是误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。引脚2是误差放大器同相输入端。在闭环系统和开环系统中，该段接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。引脚3是振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。引脚4是振荡器输出端。引脚5振荡器定时电容接入端。引脚6是振荡器定时电阻接入端。引脚7振荡器放电端，该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。引脚8是软启动电容接入端。该端通常接一只外接的软启动电容。引脚9是PWM比较器补偿信号输入端，在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。引脚10是外部关断信号输入端。该端接高电平是控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。引脚11是输出端A。引脚12是信号地。引脚13是输出级偏置电压接入端。引脚14是输出端B，引脚14和引脚11是两路互补输出端。引脚15是偏置电源接入端。引脚16是基准电源输出端，该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。具体的Buck稳压电路可以参见第3章，第3.4节。第5页第3章系统设计第3.1节Boost电路原理boost升压电路，是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。基本电路如图3-1所示。图3-1Boost基本电路假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。下面充分利用充电和放电两个部分来说明这个电路。3.1.1.充电过程在充电过程中，开关闭合（三极管或者mos管导通），等效电路如图3-2所示，开关（三极管或者mos管）处用导线代替。这时，输入电流流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。图3-2BOOST电路充电过程3.1.2.放电过程如图3-3所示，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管或者mos管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了，升压完毕。第6页图3-3BOOST电路放电过程说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复，在电容两端就可以得到高于输入电压的电压。第3.2节APFC电路设计与参数计算采用BoostAPFC电路进行设计，如图3-4所示BoostAPFC电路采用PWM控制方式，并由全控型器件组成，它把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，使其输入电流非常接近正弦波并和输入电压同相位，得到网侧功率因数接近1。3.2.1.电路原理分析如图3-4所示，220V交流电先经过外部的变压器，转换为20V30V的交流电，然后从BOOSTAPFC的L、N端输入，熔断器F1和电容C1起到保护和抗干扰的作用。VD1VD4构成了桥式整流电路，C6、C7起到滤波的作用，R1、R2分压后，给MC33262的乘法器（管脚3）提供输入电压。R3是限流电阻，给管脚8提供合适的输入电流。R7、R8分压后，给管脚1提供一个反馈电压。管脚7输出驱动信号，使开关管不断地改变导通和截止的状态，随着开关管的导通和截止，电感不断地吸收能量和放出能量。当电感放出能量时，通过功率二极管VD6给电容C10充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了，升压完毕。如果电容量足够大，那么输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复，在电容两端就可以得到稳定得电压。至此，第一级BOOSTAPFC的功能全部实现。图3-4BOOSTAPFC电路第7页3.2.2.参数计算本电路控制芯片选用MC33262，电源输入最大电压为30VAC，峰值电压约42V，BoostAPFC输出电压控制在50VDC左右。（1）MC33262工作参数设计：（a）乘法器最小输入电压范围02.5V，由于输入峰值电压约42V，R1、R2的分压比应大于17，取、。k301Rk5.12（b）芯片启动工作电流最大为0.4mA，电源最小输入电压为20VAC，启动电阻R3选择100k。（c）补偿电容C8按数据手册选择0.68F。（d）电压反馈输入参考值为2.5V，输出电压约50VDC，输出反馈分压比约为20，取，。k207R18(2)功率和效率设定：（a）输出功率最大为。90W2.536oP（b）变换效率暂定。.0（c）最小交流输入电压。Vac(min)（d）额定交流输入电压。24（e）输出纹波电压峰峰值暂定V=3V。)(PO（f）输出直流电压V=50V。O参照MC33262数据手册，根据以上(1),(2)参数计算，得到以下数据：电感量：。H4.12pL电感峰值电流：。A.(pk)I电感有效值电流：（3-A9.3V6ac(min)oLrsPI1）采用EI28磁芯，电感设计数据如下：初级匝数：，线径：0.35mm漆包线8股并绕。71N反馈匝数：，线径：0.35mm漆包线单股绕。2气隙垫层：。m4.0输出滤波电容：。F1C（3）主功率电路计算：参考资料，计算如下：第8页（3-56.0V2oac(min)2），。（3-mf815.04)(-31mf862.0174.)(423）VT1电流有效值：。（3-A7.3)(V21ac(min)oTrsfPI4）VD电流有效值：6。（3-2.53)(22ac(min)oVDrsfPI5）输入整流二极管VD1VD4选择大功率整流桥GBJ2510。VT1选择MOSFET：IRF540。功率二极管VD选择肖特基二极管：MBR10100。6第3.3节Buck电路原理从图3-5可以看出，电感L和电容C组成低通滤波器，此滤波器设计的原则是使输入电压的直流分量可以通过，抑制输入电压的谐波分量。但是，构建一个能让直流分量通过而且完全滤除谐波分量的完美滤波器是不可能的，所以在输出中至少有一小部分是由于开关产生的高频谐波。实际输出电压由所需要的直流分量和少量的交流分量共同组成，交流分量由低通滤波器未能完全滤除的开关谐波产生。通常开关纹波的幅值远远小于直流分量，可以忽略。所以输出电压近似为直流分量，这就是小纹波近似原理。图3-5BUCK电路基本结构3.3.1.开关管导通过程当驱动信号使开关管导通时如图3-6所示，电容C开始充电，输出电压加在负载上。第9页电容C在充电过程中电感L的电流逐渐增加，储存的能量也逐渐增加，此时续流二极管反向截止。图3-6BUCK电路开关管导通3.3.2.开关管截止过程当驱动信号使开关管截止时如图3-7所示，L开始释放能量，L中的电流开始减小，L产生的感应电动势使续流二极管导通，电流通过电感、续流二极管构成回路给负载传递能量。当负载电压低于电容C两端的电压时，电容C开始向负载释放能量。驱动控制信号使开关管周而复始的重复上述过程，从而使输出电压趋向一个定值。图3-7BUCK电路开关管截止BUCK变换器有三种工作模式：第一种是电感电流处于连续的工作模式。第二种是电感电流处于断续的工作模式。第三种是电感电流处于临界的工作模式。所谓的临界模式是，在开关管截止这段时间中，电感L中的能量刚好释放完，也就是开关管截止状态终止时电感电流刚好为零。第3.4节降压电路设计与参数计算降压电路采用变形Buck电路，电路如图3-8所示。本电路工作在电感电流连续的模式下，电路通过MOS管PWM斩波调节输出电压，并在超过门限电流时进行降压限流保护3.4.1.原理分析降压单元的电路图由两部分组成，上面一部分是由传统的BUCK电路变形而来的双管并联斩波控制电路。利用双端PWM控制芯片SG3525A，每个输出端控制一个开关管，每个开关管的最大占空比不超过50%，有利于脉冲变压器的设计。双管合成控制后，输第10页出斩波的占空比可以在接近0%100%的范围内变化，满足调压控制的需要。C1电容值较大，用来稳压，C2电容值较小，用来滤除交流谐波。降压单元电路图的下面一部分是SG3525的外围电路和过流保护电路。SG3525的振荡器频率由R13、R18、C12决定，。引脚9是PWM比较器补偿信号输入端，在引脚9和引脚2之间接)7.0(1382RCf入反馈网络，可以构成比例调节器，通过调节滑动变阻器,来得到36V的输出电压。2R和是脉冲变压器，分别改变输出端A和输出端B输出方波的相位，从而控制两个开1T2关管的导通时间，进而实现输出斩波的占空比在接近0%100%的范围内变化。C5和C7是加速电容，起到加速VT1和VT2导通的作用。R7和R14是限流电阻，为了防止注入VT1和VT2的正向基极电流超出控制器所允许输入的最大电流。关于过流保护电路部分的原理，参见本章第5节。图3-8BUCK电路3.4.2.参数计算（1）控制电路设计：选择SG3525A控制芯片，由于该芯片为双端输出控制，故电路采用两个开关管并联的变形Buck电路结构。（a）振荡频率设定设定开关频率为：。根据SG3525A数据手册，可以确定：，kHz50fk7.218R第11页。为振荡器放电电阻，一般设计的时候取100以下。nF102C13R（b）输出电压反馈参数反馈参考电压选择5V，输出电压36V，则反馈分压电阻选择：，k301R，。k52k3.4（c）输出电流反馈参数输出最大电流2.5A，电流取样电阻，电流反馈控制输入电压阈值为1V，05.4R电流放大电路增益为8，参数设计如下：，。k8.6R29k18216（2）滤波电感设计额定最大输出电流，假定最小输出电流为10%，此时电感电流临界连AomaxImaxoI续，则。4.0inLoI假定输入电压最低为：，此时占空比最大：。根据公式：V47inU7.0axD（3-oinmaxLUTDI6）得到，取。H5.423L50电感峰值电流:（3-A7.205.21LomaxLII7）采用EI28磁芯，电感设计数据如下：绕组匝数:，线径0.35mm，漆包线4股并绕；气隙垫层:。401Nm4.0（3）主开关元件设计：考虑输入电压为50V，输出电流最大为2.5A，由Buck电路工作波形确定：（3-V50DmaxVTaxU8）（3-A.12axoaxTrmsI9）（3-3.maxoaxDIVDrs10）因此，MOS管选择：IRF540，二极管选择：SB5100。第3.5节过流保护电路设计第12页3.5.1.过流保护原理如图3-8所示，R4为过流保护检测电阻，。当输出2.5A电流时，过流保05.4R护检测电阻上电压为2.5A*0.05=0.125V，经过运放放大至1.2V左右，输入SG3525的10脚（shutdown脚），这时输出电压会从36V迅速下降，实现软保护。3.5.2.过流点调节方法将输出电压调节到36V，接14.4功率电阻（36V2.5A=14.4），使输出电流达到2.5A，调节滑动变阻器R9，跟踪测量此时的输出电压，在某一时刻电压突然下降时，即为过流保护点。需要实现其他过流下点的保护，操作相同。第13页第4章系统测试第4.1节测试仪器(1)TDS2002C示波器(2)DT804数字万用表(3)GD1200A电感参数测试仪(4)GDW3001电参数测试仪(5)T19-A交直流电流表(6)T19-V交直流电压表第4.2节测试方法如图4-1所示，可调交流电源提供20V30VAC交流电，交流电参数测试仪显示输入电压、输入电流、输入功率、输入功率因数等等测量数据，电压、电流表记录输出电压、输出电流等参数。可调交流电源交流电参数测试仪电源系统AV可调电阻负载图4-2测试方法第4.3节测试过程及结果分析4.3.1.负载调整率测试输入交流电压保持Us=24V不变，负载电流在0.2A2A范围内变化，如表4-1所示记录相关数据。表4-1负载调整率测试数据输入电压（V）输入电流（A）输入功率（W）输入功率因数输出电压（V）输出电流（A）240.62514.90.991360.2240.92822.20.995360.5241.80743.20.994361.0242.28564.50.994361.5243.73289.30.994362.0负载调整率：（4-%5.01o2IUS1）第14页额定点电源变换效率：（4-%4.801inoP2）4.3.2.电压调整率测试输出电流维持在2.0A不变，调节输入电压在20V30V范围内变化，如表4-2所示记录相关数据。表4-2电压调整率测试数据输入电压（V）输入电流（A）输入功率（W）输入功率因数输出电压（V）输出电流（A）204.83495.50.992362.0224.14791.20.994362.0243.71889.00.995362.0263.37987.50.995362.0302.83784.90.995362.0电压调整率：（4-%5.0136o2US3）额定点电源变换效率：（4-7.801inoP4）4.3.3.过流保护功能测试分别调整输入电压在20V、24V、30V三种状态不变，调节负载，测试输出降压限流的动作点，如表4-3所示记录相关数据。表4-3过流保护动作点测试数据输入电压（V）输入电流（A）输入功率（W）输入功率因数输出电压（V）输出电流（A）204.48796.10.988362.0205.660112.70.988362.3205.845115.60.98832.82.5243.77389.60.992362.0244.479104.70.994362.3244.632107.90.99334.92.5302.84785.00.994362.0303.28098.20.994362.3303.439102.70.99435.32.5分析测试得到的数据可以发现，当输出电流达到2.5A时，输出电压会从36V下降，实现软保护，这说明电路发挥了过流保护的作用。第15页结论论文设计出的电源系统将20V30V输入的交流电，转换为36V输出的直流电，额定功率为72W，功率因数达到98%以上，电压调整率和负载调整率0.5%，电源变换效率在80%左右，具有实用价值，可以作为灯光照明等的电源。该电源系统也有可以改进的地方，第一，电源系统使用的是两级转换，造成电路板体积较大，不方便携带；第二，SG3525芯片和OP07DP芯片需要外接电源供电，电源系统没能做到自给自足。如果采用单级转换，可以采用Buck-Boost或Flyback电路结构。也可以将两块板子集成为一块板子，集成后的电路板，体积变小，方便携带，而且受到的干扰也小了。该电源系统也可以不接外接电源，即在第一级输出端设计转换电路，给SG3525芯