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数字音频D类放大器张勇斌修稿 数字音频D类放大器摘要新的瞬态分析仿真数字D类放大器在这项研究中被提出，它显著降低仿真时间（超过10倍），并且提供了一个既准确又强大的音频性能分析。 这个被称为混合模拟器的模拟器是很特别的，因为它在与先前的工作相比，在时间和精度之间表现的更好，更加完善，该模拟器能够模拟出保持最有代表性的状态暂态仿真。 通过这种新的技术获得的结果与标准的瞬态仿真（ELDO）结果用测量实验比较发现，被测电路是被设计了0.13毫米CMOS技术和一个用于实现数字调制器FPGA。 关键词D类放大器；PWM（脉冲宽度调制）；ELDO（一种新型仿真模拟）.1引言D类放大器被广泛用于各种工业应用，如数字信号处理提高到模拟音频转换器。 尽管数字MODU的高保真荡器，该功率级和电源引入的偏差错误由于开关装置的非理想行为。 这些错误减少音频性能的质量。 在晶体管级模拟音频质量鉴定由作出正弦波输入的瞬态仿真信号处理后续的快速傅立叶变换（FFT）。 这种方法是模拟的时候非常耗时D类放大器。 另外，如果开关频率增大，仿真需要更多的处理时间保持相同的FFT分辨率。 三种方法在现有技术的状态开发现介绍如下。 首先，解析人的技术进行了研究，以计算H桥逆变器拓扑输出电压1-8的他谐波特性。 然而，不包括许多小的效果。 电源的Eldo模拟塔格系统不提供相同的结果，因为这些分析模型和总谐波失真加噪声（THD+N）取决于许多因素。 这些模型在理解上的音频性能的寄生效应重新有用的，但并不足够精确的高端D类音频特性。 第二,一些作者提出一个方法来模拟通过使用最小放大器传输特性仿真时间,然后得到的THD+N结果。 然而,这种方法不够准确当计算+N极低,动态范围信噪比(信噪比),低于0.001%(2100分贝)。 事实上,他们的结论中提到的很多忽略非线性的影响,这可以占主导地位在较低的水平。 第三，稳态分析方法不能用因为他们无法提供足够准确的结果音频性能分析。 在本文中，D类暂态仿真的新方法被分析，以减少模拟时间，但有较高的水平精度比以前的工作。 建议模拟器基于雅都模拟，同时保持设计工具包模型的准确性。 所有非理想的行为，如开关功率晶体管，电源的内部电阻或非理想的低通滤波器可以被包括在内。 这种“混合动力仿真“的方法，但是，失败，用D闭环类放大器的工作，虽然评估直白的线性度时，该方法能仍然是有用的路径和测试输出功率的线性时阶段。 重要的是要指出的是重要的，但是，尽管不能够以一个闭环工作，开环数字D类实际上是更广泛的用于工业应用。 2仿真原理2.1数字D类数字开环D类放大器中示出的PWM三元模式在图1所示。 1.数字输入信号V（n）的于移动电话或MP3的基带解码器。 使用调制器和PWM调制，该数字调制器变换（N）转换为差分信号Vp（n）-Vm（n）。 模拟部分是由栅极驱动器，功率级和外部输出滤波器。 该栅极驱动器设计用于驱动晶体管栅极和避免功率级交叉传导。 其功率级由四个功率MOS晶体管，并且负载连接到通过模拟低通滤波器的全桥。 这是极为重要的是，该音频链实现高音质的再现。 在直接的任何错误路径被补偿，因为它是一个开环拓扑。 设计需要照顾很多实用的设计参数这种影响音频质量，特别是总谐波失真和噪声。 功率级参数（死区时间，电力供应电阻，体二极管导通，并上升和下降时间），电源符合不足，时钟抖动和非线性外部输出滤波器是显著贡献者失真和噪声输出。 功率级的设计因此非常平衡和控制这些影响的复杂的任务，参数。 设计师需要做很多模拟，找到最佳折衷在功能上的规格。 该提出的方法的计算时间减少到快速找到最佳。 2.2标准的Eldo模拟标准的音频性能表征涉及正弦波输入信号与瞬态仿真足够的时间周期，T，避免了频谱泄漏由于有限的测量时间。 输入信号是模拟在一定数量的信号周期，以限制这泄漏（信号具有不连续处的底测时间）。 例如，我们通常采取4毫秒模拟时间为1kHz输入正弦波。 当脉冲宽度调制（PWM）频率等于1兆赫，标准模拟处理4096PWM期。 建议模拟器使用两种效应来降低仿真时间，而这些都在下面的描述段落模拟和重复的颗粒效果模拟状态。 图1数字D类放大器2.3颗粒效果鉴于D类放大器的开关性质，标准瞬态仿真可分为若干较小的瞬态仿真。 该第一效果被称为粒状效果。 的小模拟的时间周期被定义通过PWM调制器的周期，TS。 这些小短暂时间段在本文中称为状态。 在图2中，我们显示一个单面PWM斜坡来说明粒状效果，但一个双面的PWM可以用来改进的线性度。 2.4重复模拟状态定的正弦波的周期性质，许多类似的状态在标准的模拟处理，但无法呈现更精确的结果（参见4.3节的类似状态定义）。 混合动力车模拟器原理是删除在标准的瞬态仿真类似的状态，以减少模拟时间。 2.5算法算法如何工作的首先，混合动力模拟器算法具有通过使用状态变量来识别相似的状态。 如果两个国家有相同的状态变量中，模拟器的结论是，这些国家确实是相似的。 第二，混合模拟器处理的简化该系统具有相同的时间段，T，造型标准模拟，以确定不同组的类似的状态。 只有这种简化的模拟需要很短的的时间来处理。 然后，识别相似的状态后，在混合动力模拟器保留只是一个状态代表类似的状态组来处理最佳的瞬态模拟。 各保持状态，模拟在晶体管级（雅都ELDO），得到准确的结果。 最后，该混合模拟器再现从最初的瞬态模式代表性的处理状态的总数。 时间增益系数的总数之间的比率在标准模拟和较小的加工状态模拟中代表状态的总数混合动力模拟器。 即获得的时间取决于态在标准模拟的重复频率。 图2标准的瞬态仿真颗粒效果3状态变量定义3.1输入状态变量D数字类的PWM三元模式下的模拟部分有两个数字输入，Vp（n）和Vm（n），以驱动每个功率阶段。 差分信号，Vp（n）-Vm（n）时，在被称为V in（n）的下面，已被定义为输入状态变量。 输入状态的数量由量化的限制在调制器。 当调制器有n个级别量化，这个数等于。 在实践中，并非所有的状态用于在标准模拟。 3.2输出状态变量输出状态变量的定义是困难的，因为输出信号模拟（D类功率级的驱动模拟低通滤波器）。 输出状态被定义状态空间方程表述为其中，x和u是状态和指挥变量。 模拟低通滤波器的状态可以被识别在每一步的状态变量组成的电感。 当前，以及输出电压Vout。 重要的是值得注意的是，滤波器状态可以简单地在所定义的开始PWM周期，因为命令变量u并不在此期间发生变化。 该系统的动态总是由状态空间 (1)执行x=Ax+Bu（1)x=?OUTlVi A=?RC CL11210B=?021L u=Vp（n）-Vm（n）=V in(n)图3模式类似的状态由于其模拟性质，输出状态变量很少有相等的值，并且作为结果，所述混合模拟器量化输出，从而创造类似的状态。 类似的国家示例3.3图。 图3示出四个状态从差动PWM图样副状态Vp（n）-Vm（n）时，电感电流和输出电压。 混合动力模拟器标识一个重复因为在第一和第四状态具有相同的输入和输出状态变量。 实际上，该输入电压V in(n)时，该电流流入电感，并在输出电压，PWM周期的开始是相等的。 混合动力模拟器不能模拟的第四态，因为输出电压的动态是一样的第一状态。 在本实施例中，混合模拟器简单地模拟前三个国家在晶体管级。 时间增益因子等于4/3。 在实践中，类似的状态是非常频繁期间由于使用脉冲中的一个的输入信号周期码调制，尤其是在低信号电平。 4混合暂态仿真-算法图。 图4混合仿真算法4.1输入状态变量数字开环D类的简化造型在一个标准的持续时间，T仿真，以产生图3模式类似的状态状态变量的图案。 它被用来模拟和PWM调制器，以产生PWM信号副状态Vp（n）-Vm（n）和模拟的D类输出级。 功率级的简化模型使用滤波器状态空间在方程 （1）所述和增益等于电源电源电压。 简化模型是标准的过程中还模拟持续时间，T，以获得状态变量。 这种模拟需要几秒钟。 在每个PWM周期的开始时，电感电流和输出电压被提取。 的结果模拟由状态变量值的列表随后用来识别类似的状态。 4.2量化输出状态变量电感电流，并且电压被量化与量化步创建一定数量的类似的状态。 在量化输出状态变量所谓的和VOUT。 是量化步骤和通过以dB是量化级别限定)log(20batV? （2）其中的是电源电压。 4.3确定类似的状态对于每个状态模拟器的关联输入状态变量Vp（n）的Vm（n）和两个输出状态变量，Vout比较他们的状态。 如果两个状态有相同的量化状态变量，混合模拟得出结论，这些状态确实是相似的。 在确定了类似的状态，混合动力模拟器保留只是一个状态，代表类似状态组中，为了处理的最优瞬态模拟。 模拟器创建组成的列表的模式几个状态，每一个都和别人不同。 4.4加工小瞬态模拟混合仿真处理几个小短暂的Eldo模拟来获得准确的结果。 图5显示为N小瞬态仿真，在一个PWM每个处理周期。 在每个暂态仿真的开始，混合模拟器设置的保留了初始条件状态变量（图称为IC5包括电感电流，输出电压Vout和输入输入电压）。 一个小瞬间然后在一个PWM周期进行模拟为了获得输出电压Vout。 混合动力模拟器计算输出电压平均值超过一PWM周期（dt Vi VstoutOUT?0)(）。 此处大概在具有相同功能的低通滤波器（图2）用取样频率fs的处。 4.5生成的输出电压经过N个小瞬态仿真，混合动力模拟器接收V组成的n个结果由。 该模拟器使用先前的结果来恢复输出模式，所获得与标准的瞬态仿真。 n个以前的结果被用于提供全部输出图案（N样本）与标准的方法，所述FFT是从处理输出信号来测量失真和信噪比。 同样算法，用新的识别状态变量，可以可以应用到其他电路，如直流/直流转换器。 该方法可以有效的，如果类似态被发现。 这是在开关电源稳定状态的情况。 图5标准的Eldo模拟4.6模拟器实现协同仿真与Matlab和雅都在Unix环境是用于实现该算法。 Matlab是用于标识类似的状态（-C）中，创建的列表中小瞬态仿真并重新生成输出电压（IV-E）。 模拟部分由雅都模拟用设计工具包模型（IV-D）。 该仿真流程可与其他CAD工具兼容.5仿真和测量结果在本节中，我们通过验证我们提出的模拟器与比较的Eldo我们的混合仿真结果模拟和测量电路的基础上。 该被测电路包括S中的数字调制器和功率级。 输入频率为1kHz和输入电平变化从260至0dB满刻度。 5.1测试数字D级该数字调制器中的FPGA（见图6）实现的。 一个CMOS0.13毫米技术被用来设计驱动程序和输出级。 全桥逆变器晶体管提供20毫亨的电感负载和电阻相等到32V的PWM频率是960千赫，并供给电压固定为2.5V.图6数字D级测试板5.2THD+N测量。 图7是混合型模拟器的THD+n个结果的曲线图在不同的量化水平与模拟的Eldo和测量结果。 实验测量使用音频分析仪聚集。 如可从可见这个数字，测量，标准的瞬态仿真（基于雅都）和混合仿真给出相同结果，当量化级别值为250分贝的证明所提出的混合仿真方法具有较高的精度。 量化级对冲击结果的准确度。 例如，THD+N在-60分贝到-30分贝输出电平下被限幅为3，因为混合模拟器结果不足够准确。 对输出电平特性的THD+N需要十几瞬态仿真不同输入电平。 对于每个模拟，混合模拟器是比标准的瞬态仿真速度更快。 建议方法是在低输出电平，其中有更多的有效许多类似的状态。 在最坏的情况下（在输出满刻度），时间增益因子优于3的时间的平均增益系数是20到10的瞬态仿真，减少采取从100到5小时的总时间，而不会降低精度。 这两种方法的FFT谱的比较确认建议的模拟器的有效性。 如果音频频率和开关之间的比频率降低，时间增益因子的增加。 事实上，状态空间变量较少的迅速改变和混合模拟发现更多类似的状态。 5.3时间增益因子/精度权衡不象大多数模拟，有一个决定以达到一个时间增益因子和满意之间的“权衡”精度的水平。 表1示出的时间间隔的增益系数在模拟的Eldo（参数瞬态持续时间T4毫秒，1千赫输入频率和开关频表1时间增益系数和分辨率为260dB的输入级别-20-30-40-50时间增益系数xx03720THD+N778899110960千赫）和混合模拟不同的量化水平。 混合仿真处理THD+N20次比完整的Eldo仿真具有相同的精度更快（30分钟，而不是10小时）。 模拟器可以用不同的量化衡量水平。 如果量化步骤过大时，输出状态不佳建模和措施是不准确的。 当这种混合模拟器被用于在多处理方式中，还原时间就更大了，因为每个状态可以被分离并同时进行处理。 6结论原来已经提出的数字D级放大器减少模拟仿真时间，其有效性是通过比较该方法与标准的Eldo确认仿真和电路表征的。 这个模拟器有特殊的性质，因为它提供了一个与之前相比更好的折中时间和准确性的特性，数字D类放大器工作。 该模拟器提供了非常精确的模拟，因为设计套件晶体管模型被保留。 对于音频质量鉴定，该方法构成的计算速度方面和精度高。 此外，当这种混合模拟器是在多处理模式中使用时，减少时间会更大，因为每个状态可以被分离并处理同时。 这个模拟器被限制为开环D级放大器，尽管如此拓扑被广泛用于在工业应用中，它可以在优化设计模拟器还可以应用到其它电路，是开关类似物的设备，例如组成直流/DC转换器。 7参考1NIELSEN K.:Linearity andefficiency performanceof switchingaudio poweramplifier outputstagesa fundamenalanalysis.105AES Convention,San Francisco,19982GE T.,CHANG J.S.:BangBang controlclass-D amplifiers:power-supply noise3WU C.M.,LAU W.H.,CHANG H.:Analytical techniquefor alculatingthe outputharmonics ofan H-Bridge inverterwith deadtime4YAMAMOTO K.,SHINOHARA K.,OHGA H.:Effect ofparasitic capacitanceof powerdevice onoutput voltagedeviation duringswitching deadtime inPWM inverter.5TAN M.-T.,CHUA H.-C.,GWEE B.-H.,CHANG J.S.:An investigationon theparameters affectingtotal harmonic