研究生学位论文撰写格式范例说明22223.doc

硕士学位论文中期报告 论文题目 论文题目 K K 波段宽带接收机关键技术的研究波段宽带接收机关键技术的研究 学学 号 号 200921250124200921250124 姓姓 名 名 王王 辉辉 导导 师 师 羊羊 恺恺 报告日期 报告日期 年年 月月 日日 电子科技大学空天科学技术研究院制 目录 目目 录录 第一章第一章绪论绪论 1 1 1研究背景及研究现状 1 1 1 1研究背景 1 1 1 2国内外研究现状 1 1 2研究内容及意义 1 1 3论文目录安排 1 第二章第二章研究目标与方案设计研究目标与方案设计 3 2 1研究目标 3 2 2方案设计 3 2 2 1总体方案设计 3 2 2 2模块方案设计及关键技术分析 3 第三章第三章研究进展研究进展 5 3 1课题完成情况概述 5 3 2主要研究过程与结果 5 3 2 1XXXXX 的研究 5 3 2 2XXXXX 的研究 5 3 3结果分析 5 第四章第四章后后续续工作计划工作计划 7 7 4 1问题分析 7 4 1 1当前存在的问题与困难分析 7 4 1 2解决问题的措施 7 4 2后续任务与工作计划 7 目 录 III 第一章第一章绪论绪论 1 1 研究背景及研究现状 1 1 1 研究背景 随着科技快速发展 电子信息技术 控制技术等现代高科技技术广泛的渗透 到军用 民用的各个方面 军用方面 无论是海湾战争 阿富汗反恐战争 以及 欧盟和美国针对利比亚的空袭 均为以电子为特征的科技含量很高的战争 用电 子技术武装的各军事设备 开辟了陆海空三维后的另外一维战场 即现在经常提 到的电磁战场 在这个战场上使用的全部波段中 毫米波段的设备信息带宽非常 宽阔 且能够使设备宽带化 小型化 轻便化 所以它的军用前景非常光明 民 用方面 毫米波设备在遥感遥测 通信 医学 天文学 生物学 及交通运输方 面也用途广泛 现今对微波波段的开发快接近极限 信道过于拥挤 已经满足不了当代高度 信息化社会的日益增长的对频谱资源的需求 军事的需求成为推动频谱资源开发 的强大动力 使得对频谱资源的开发向毫米波段过度 随着毫米波频率合成技术 的发展 毫米波真空器件的研制成功 新型元器件 传输线和毫米波集成电路等 新技术的不断提到 成熟的通信技术与新器件 新工艺的结合 有利的扩展了毫 米波的应用领域 推动了无线系统向 K Ka 波段发展 根据 IEEE521 2002 标准 无线电中的 18 27GHz 波段规定为 K 波段 它属于 毫米波范围 毫米波频谱指的是波长介于 的一段范围的电磁频谱 其频率范围 是 18GHz 300GHz 从频谱分布上看 毫米波高端和红外 光波相临 因此毫米波 理论是兼具微波 光波这两个学科的理论和研究方法 其技术的发展也将为微电 子 信息科学乃至大气物理等重要领域的深入研究提供新的重要手段 频率应用越来越高 仍然是当今微波研究合法真的一个主要趋势 现在的研 究逐步向毫米波段过度 因此对毫米波段的研究也愈发重要 在毫米波频段中 电磁能量在大气中传播时与大气中悬浮微粒 气体和含水物质相互作用 而这些 相互作用是通过三种吸收 散射和折射产生 这种作用要比它们与微波能量之间 的作用强得多 因此 这些气体的谐振将对毫米波频率产生选择性吸收和散射 目 录 IV 毫米波本身的固有特点是 波长短 宽频带以及与大气的相互作用 这些特 点促进了毫米波的发展 与微波相比较 毫米波波长短 所以其设备具有体积小 重量轻 机动性等优良特性 而这正是精确制导设备和各种飞行器所追求的 此 外 短波长所导致的窄带波束可在目标跟踪及识别中获得较高精度和较高的分辨 率 低角跟踪能力 对较近距离目标的高分辨率 以及在地域的测绘及目标的搜 索中获得较高角分辨率 这些很好的促进了毫米波雷达方面的研究与应用 由于 毫米波所的这些优点 使得电子对抗技术面临一种严重的挑战 为了对毫米波雷达或辐射计等传感系统所造成的威胁作出快速敏感的反应 从而采取有效措施进行对抗 势必要求各个部门对毫米波电子对抗设备进行更深 入的探讨和研制 此外 红外和光系统在穿透烟尘 云雾等恶劣环境和夜间工作 时应用相当局限 且微波频谱已经十分拥挤 而毫米波能在烟尘及战场等恶劣环 境条件下工作 可用频带宽 系统尺寸小 重量轻 天线波束窄 保密性好 对 比这些优缺点 就很明显的看出毫米波在通信系统方面发展的优势 随着 K 波段在雷达和通信等方面的应用 也对雷达和通信技术起到了很大 的促进作用 作为雷达和通信的关键部分 接收机的用途越来越广泛 其应用涉 及无线通信 雷达定位 精确制导 卫星通信 电子对抗等多个方面 在军用方 面 现代战争已经开始向信息战转型 在电子对抗中 需要获取准确的地方信息 这就促进了接收机的发展 民用方面 人们对通信系统的要求越来越高 通信系 统的功能也不停完善 全球无线通信迅猛发展的需求 这些都使得大量的高新能 接收机的使用必不可少 1 1 2 国内外研究现状 1 国外研究现状 国外近几年 随着计算机技术 毫米波固态技术 信号处理技术 光电子技 术以及材料 器件 结构 工艺的发展 和毫米波集成电路技术的成功应用 为 毫米波子系统性能的提高打下了良好的基础 国外几乎所有的工作频率小于 40GHz 的小信号部件均可采用某种类型的混合集成电路工艺制作 以此来保证系 统所需要的性能特性 非冷却式毫米波外差接收前端的性能水平已达到可与微波 目 录 V 频段相比较的程度 实践证明 这些接收前端中采用的梁式引线的砷化镓半导体 器件 也可用于频率在内的接收前端设计 为大幅度减小体积和提高 100GHz30 质量 同时降低成本 现在往往将振荡 放大混频和其他控制器件集成一个子系 统 目前 频率高达的集成振荡器 放大器 混频器 衰减器和相移器也 94GHz 批量生产 2 例如 弗吉尼亚理工大学研制了一种频段的毫米波雷达接收机 3 设计 W 基于介质透镜型共面波导馈电的槽环天线和平面安装的谐波混频器 四路接收通 道该接收机的输入中心频率是 输出中频 系统噪声系数超 94GHz4GHz2GHz 过了 整个接收前端均集成在了一个的硅片上 德国法兰克 12dB44mm44mm 福微电子股份有限公司的 Johannes Borngraeber Li Wang 和 Wolfgang Winkler 完 成了汽车雷达接收前端 4 集成了一个的低噪声放大器和下变频器 低噪 77GHz 声放大器采用单端共源共栅结构 的频带内 增益为 波 78GHz66GHz 20 9dB 纹为 下变频器采用改进的拓扑结构 有的变频增益及 1dBMicromixer13 4dB 的噪声系数 这些毫米波前端都是采用平面电路 具有体积小 重量轻 18 4dB 可靠性高 成本低的优势 美国和欧洲的军用毫米波前端系统一直发展比较快速 日本在民用毫米波卫星系统的研制上取得了重大突破 2 国内研究现状 国内 中电 14 所与东南大学微的彭龙新等人研制出一种新型波段X0 25um 的完全单片集成低噪声接收前端 5 但是在更高频段范围内我国对单片PHEMT 集成电路的相关研究较少 而对波导腔体等立体电路和混合集成电路的应用较多 成都电子科技大学的夏磊团队近两年研制的具有两个通道的低噪声接收前LTCC 端子系统取得了很好的结果 两个通道的增益都大于 同时噪声系数小于25dB 6 另外 电子科技大学的李桂萍团队研制成功的 频段收发组件样机 7 7dBKa 它工作在 组件内部包括 位移相器 在收发支路的发射支路中 发0 3GHz35 5 射功率增益高于 输出功率高于 另外在接收支路在工作频段范围内20dB0 7W 增益大于 而开关衰减可在可调 20dB30dB 6 根据毫米波接收机技术国外的发展过程和国内的实际研制状况 特别是目前 我国的半导体技术和国际水平相比仍然还有不小的差距 电路制作水平和工艺条 件也有待完善 这就使得短期内实现毫米波单片电路和多电路的单片集成变得相 目 录 VI 当困难 所以在单片集成技术还不成熟时 努力在混合集成电路上进行更深入的 研究 是势在必行的工作 即使在国外 除了极个别的系统级单片电路外 大量 工作还是在混合集成技术方面 1 2 研究内容及意义 本课题的目的是研制 K 频段接收机的前端子系统 本论文较为详细地分析了 滤波器 低噪声放大器和混频器的理论基础和设计方法 然后设计实现低功耗 高可靠性 小尺寸的宽带信道化接收机 第一章 绪论 1 本论文进行的研究内容和主要工作概括如下 通过大量阅读文献 参考借鉴了各种接受机的设计实现 通过对其要技术指 标的分析 确定了恰当的接收机前端方案 并结合原理计算公式和 ADS 等仿真 软件对接收机前端子系统中的低噪放 三路功分器 滤波器 混频器 中频放大 器等电路的指标作了分配和估算 因为本课题会采用波导以及微带传输线 就需要选择恰当的结构来实现它们 之间的过渡 主要包括 微带 同轴线 波导过渡和探针式的微带 波导过渡 采用恰当的结构来设计本课题中的各个滤波器 其中包括分支线低通滤波器 平行耦合线带通滤波器以及波导电感膜片结构的带通滤波器 另外 因为波导结 构的滤波器要集成在整体电路中 所以要结合上一条中波导 同轴线 微带过渡 通过对文献中倍频器 混频器和各种放大器的理论分析 选择合适的器件 再结合第 1 条对接收机前端系统所制定的指标分配 选择购买适合本课题的芯片 完成毫米波接收机前端系统具体部件的制作和测试 结合各个器件的设计 制作出了整体电路 然后进行了系统测试 对结果进行了记录 分析 总结出测 试过程中的问题及其解决办法 由于前端低噪放的增益不十分均衡 所以设计了均衡器来做补偿 综合所述 本论文主要的工作就是依据制定出的毫米波接收机前端系统各器 件指标 应用 ADS IE3D HFSS autoCAD SOLIDWORKS autoCAD 等仿真 软件对滤波器及过渡进行设计 并采用恰当的芯片制作出了整体电路 对整体系统 进行了装配 测试 基本满足要求指标 并提设计了均衡器对低噪放的不均衡结 果做了补偿 另外 由于作者对接收机前端系统的理论和设计了解还不够深入 在进行本 课题的理论研究 设计制作中遇到了一些困难 问题 1 在应用仿真软件进行系统仿真时 我们很难对器件的指标设定一个 准确的范围 这导致了仿真结果和测试结果的指标平坦度出现较大差别 问题 2 因为要对接收机作整体的分析 需要查阅较多的芯片资料 之后要 反复将这些芯片的各类指标值与接收机所要求的进行比较 这就增加了分配系统 指标难度 问题 3 在对系统整体电路制作时 因为具体的工程经验不足 不能够保证 制作的完全准确 上面的这些问题增加了制作的成本 同时加大了调试难度 电子科技大学硕士学位论文 2 第二章第二章微波电路基本理论分析微波电路基本理论分析 由于在本论文第三 四 五章的电路设计中 会用到一些微波电路的基础概 念及通用公式 因此在本章 首先会给出与微带线 耦合微带线 波导等微波 毫米波传输线的理论知识 由于滤波器在应用中的重要性及广泛性 很多文献 8 10 均详细的论述了滤波器的基本原理 所以在本章中仅仅宽泛地介绍了两种经典 低通滤波器原型以及频率变换的理论 起到抛砖引玉的作用 有兴趣的读者可参 考相关文献 作进一步的探究 同样 文献 11 14 很详细的从理论上分析了倍频 器 混频器 放大器所组成的有源电路 所以本章只会简单介绍这些电路的基本 概念和指标 2 1 传输线理论分析 2 1 1 微带线基本理论 导带 介质基片 接地板 h Wt r 图 2 1 微带线结构 如图 2 1 所示 是微带线的基本结构 在这个图说明 微带线主要包括三个要 素 首先是基片 其相对介电常数设为 厚度设为片 然后是导带 可以看 r h 到它位于基片上面 它宽 厚 最后是接地板 它位于基片下面 Wt 第一章 绪论 3 微带线的导带四周不是均匀介质 导带上方为空气 导带下方为介质基片 所以此结构为非均匀的 这就直接导致微带线导行的波不是标准的 TEM 波 通 过实践理论科学家总结了一些近似公式 下面就是一些微带线近似计算公式 有效介电常数和特性阻抗 15 re c Z 2 1 0 52 0 5 11 1 120 04 1 1 22 11 1 12 1 22 rr re rr hWW Whh hW Wh 2 2 8 ln0 25 1 2 1 3930 677ln1 444 1 re c re hWW Whh Z WWW hhh 其中欧姆是自由空间里的波阻抗 120 导波长 相位常数与相速 g p 2 3 0 g re 2 4 2 g 2 5 p re c 其中是自由空间中的波长 是自由空间中的光速 0 c 8 3 0 10 m sc 微带线的损耗包括导体损耗 介质损耗和辐射损耗 传播常数对于一条有损 耗的传输线是很复杂的 其中实部是衰减常数 是各种损耗影响j 下的衰减常数之和 实际中 一般用 dB unit length 来表达 dB unit length20lognepers unit length 8 686nepers unit length e 则导体衰减常数和介质衰减常数为 16 c d 电子科技大学硕士学位论文 4 dB unit length 2 6 8 686 s c c R Z W dB unit length 2 7 1tan 8 686 1 rer d rreg 其中是导体表面电阻率 为自由空间的导磁系数 为导体导 0 2s R 0 电系数 是介质基片的损耗角正切 tan 微带线除了传输准 TEM 波 在工作频率提高时还可以存在高次模波 一类是 TE 或 TM 模 抑制此模式的条件是 一类是表面波模 抑制此模式 min 2 r W 的条件是 17 min 41 r h 总之 由于存在有损耗有场的纵向分量 微带线是色散传输系统 由于其自 身的结构特点导致微带线不能用在大功率传输系统中 且不适合作为长距离的传 输线 其更适合于构造微波电路元件 与其它微波器件组合 2 1 2 耦合微带线基本理论 W sW h r 图 2 2 耦合微带线截面图 微带滤波器中的应用中 耦合微带线被非常广泛地运用在其中 先给出典型 的耦合微带线结构 如图图 2 2 所示 给出了基本耦合微带线的横截面 其中两 条微带线宽 间隔距离 显然 它们相互平行 通过电磁场理论可知它们之Ws 间是边缘耦合的 在导波方面 耦合线微带线结构是支持两个准 TEM 模式波的 它们是奇偶两种模式 偶模激励指的是 两条耦合线都有同样的带有符号相同的 电荷 如正电荷 或者相同的电压激励 这将使得在其对称面上出现磁壁 奇模 激励指的是 两个耦合线被相反的电压激励或者带相反的电荷 这将使得在其对 称面上产生一个电壁 通常状况下 奇偶模会同时出现 因为耦合微带线以不同 相速传播准 TEM 波 这在理论上代表着它们将具有不一样的介电常数 所以 耦 合微带线被两种模式下对应的有效介电常数和特征阻抗表征 在忽略色散的情况 下 有一些近似的计算公式 下面将给出耦合微带线的有效介电常数 特征阻抗 的近似计算公式 18 第一章 绪论 5 有效介电常数 偶模 2 8 1110 1 22 e e a b e rr re 式中 2 2 20 exp 10 ug gg g 2 3 4 4 5211 1lnln 1 490 43218 718 1 e a 0 053 0 9 0 564 3 r e r b 其中 当 以及时 uW h gs h 0 110u 0 110g 118 r 的误差在 0 7 以内 e re 奇模 2 9 0 51exp odo rererreoo ac g 式中 0 72870 511 exp0 179 orer au 0 747 0 15 r o r b 0 207 exp0 414 ooo cbbu 0 5930 694exp0 526 o du 其中为宽单根微带线的静态有效介电常数 的误差在 0 5 以内 re W o re 奇偶模特征阻抗可从下面的公式得到 其误差在 0 6 以内 当 0 110u 以及时 0 110g 118 r 偶模特征阻抗 2 10 377 1 4cre e rerec ce ZQ Z Z 电子科技大学硕士学位论文 6 式中 为宽单根微带线的特征阻抗 且 c Z W 0 194 1 0 8685Qu 2 31 2 1 0 75190 189Qgg 0 387 6 10 310 8 41 0 197516 6ln 241 1 3 4 g Q g g 33 exp2exp 12 2 1 4 QQ ugguQ Q Q 奇模特征阻抗 2 11 377 1 10cre o rerec ce ZQ Z Z 其中 5 2 43 0 638 1 794 1 14ln 1 0 517 Q gg 10 1 154 610 11 0 2305lnln 1 0 598 281 35 1 1 5 8 g Qg g 2 7 3 10 190 1 82 3 g Q g 5 8 exp6 50 95ln 0 15Qgg 5 16 1ln 879 QQQ 9 6 5 104 2 ln exp Q QuQ QQ Qu 第一章 绪论 7 2 1 3 矩形波导基本理论 y z x b a o 图 2 3 矩形波导截面图 波导有多种结构 其中最典型的是矩形波导 因其性能稳定 容易加工得到 了广泛的应用 如图 2 3 所示 为矩形波导的结构示意图 矩形波导传输波的方 向是笛卡尔坐标系的 Z 轴方向 工作频率范围给定时 矩形波导的横截面尺寸和 内部介质不变 是填充介质的磁导系数 是它的介电常数 在矩形波导中 只能传输 TE 波和 TM 波 需要说明的是 它是色散系统 也 即波的传播速度与其频率有关 其中 TE 波的表达式 由 2 12 2 17 给出 19 2 12 2 cossin z jk z xmnmn c jnm xn y EAe k bab 2 13 2 sincos z jk z ymnmn c jmm xn y EAe k aab 2 14 0 zmn E 2 15 2 sincos z jk z z xmnmn c jk mm xn y HAe k aab 2 16 2 cossin z jk z z ymnmn c jk nm xn y HAe k bab 2 17 coscos z jk z zmnmn m xn y HAe ab 另外 TM 波的场表达式由 2 18 2 23 给出 2 18 2 cossin z jk z z xmnmn c jk mm xn y EBe k aab 电子科技大学硕士学位论文 8 2 19 2 sincos z jk z z ymnmn c jk nm xn y EBe k bab 2 20 sinsin z jk z zmnmn m xn y EBe ab 2 21 2 sincos z jk z xmnmn c jnm xn y HBe k bab 2 22 2 cossin z jk z ymnmn c jmm xn y HBe k aab 2 23 0 zmn H 在上面式子中 和是常数 它们和变量 无关 c k z kxy 0 1 2 3m n 除使电磁场为零的 n值外 也为常数 它们由激励决定 而常数和m mn A c k 由 2 24 2 26 给出 z k 2 24 22 2 c mn k ab 2 25 222 cz kkk 2 26 22 22 cmnc z cmnc kkkk k jj kkkk 由上式可知 当时 为 0 电磁波不传播 当时 不为 0 c kk z k c kk z k 电磁波可以在波导中传播 当时 波虽然不可以传播 但是它可以存在于 c kk 激励源附近 分析上面公式 我们可以得到不同模式波的截止波长与截止频率 cmn cmn f 由 2 27 和 2 28 给出 2 27 22 1 22 c cmn kmn f ab 2 28 22 22 cmn c k mn ab 此时 以波存在的条件是 或者 cmn ff cmn 需要指出的是 TE10 模为主模 它是在矩形波导中 截止波长最长的模式 它的截止波长为 波导中可以用是传播多种模式的波 其中 最简单的情2 c a 第一章 绪论 9 况是 单模传播 而常见的单模传播是 TE10 单模的传播 它的传输条件为 截止频率为22ba 2 29 1 2 c f a 特征阻抗 2 30 2 0 2 1 1 c c c c ff ff Z j ff ff 2 2 滤波器理论分析 滤波器在微波电路应用非常广泛 它是双端网络 它的工作原理是 通过在 通带频率范围内 允许电磁波传输 在阻带频率范围内衰减 以此来决定频率响 应 基本的滤波器类型 包括低通滤波器 高通滤波器 带通滤波器和带阻滤波 器 再设计滤波器时一般应用网络综合法 网络综合法是指首先设计集总元件低 通滤波电路原型 这是有成熟理论依据的 之后将这个电路原型中的各个元件用 工程上的微波结构实现 下小节我们将给出滤波器低通原型和频率变换所需要的 公式 2 2 1 低通原型滤波器 作为理论 一般是将事物简单化 标准化 这里研究的是低通滤波器元件值 将其标准化 目的是将源阻抗或导纳归一化到 1 即 并且将截止角频率也 0 1g 归一化到 1 就是 这样经过归一化的低通滤波器 我们称之为滤 rad s1 c 波器低通原型 如图 2 4 所示 它给出了 极点的低通原型的两种形式 这种原型是要实现n 全极点滤波响应 比如巴特沃兹型滤波器 切比雪夫型滤波器等 这两种形式之 间的关系是互为对偶 它们具有一样的响应 需要指出的是 在图中 指的是电感值或电容值 因此 就反映了元件个数 如果定义 1 i g in n 为并联电容 那么就定义为源阻抗 同样的 如果定义为串联电感 那么 1 g 0 g 1 g 就定义为源导纳 0 g 电子科技大学硕士学位论文 10 g0 g1g3gn 1 gng2 n 为偶数 gn 1gn n 为奇数 或 a g0 g1g3 gn 1gng2 n 为偶数 gn 1 gn n 为奇数 或 b 图 2 4 全极点滤波器的低通原型 a 梯形结构 b 其对偶结构 2 2 1 1 巴特沃兹低通原型滤波器 巴特沃兹低通原型滤波器也称最平坦低通原型滤波器 在这种滤波器的频率 响应中 当截止频率为 1 即时 对应的插损 这个时候它的转1 c dB01 3 Ar L 移函数是 9 2 31 n jS 2 2 21 1 1 其式 2 31 中 指的是滤波器的级数 这个数值与低通原型要求的元件个数有关n 系 如果是巴特沃兹低通原型的情况 则图 2 4 中的元件值可以通过下列公式 2 32 计算 0 1 0 g 2 32 n i gi 2 12 sin2 0 1 1 n g 式中 为了使设计滤波器更简便 文献 10 给出了当为从 1 到 15 时 ni 1 n 元件数值表 从表中可以发现 对于双端口巴特沃兹滤波器 其网络结构是对称 的 这个特性表现为 设计时 可以通过查表来得到这些元件 10 n gg n gg 1 第一章 绪论 11 具体数值 另外 巴特沃兹低通原型的级数由式 2 33 确定 2 33 s LAS n log2 110log 1 0 式中 是当且时滤波器最小的阻带衰减 AS L s 1 s 2 2 1 2 切比雪夫低通原型滤波器 每种类型的滤波器都对应着一定的特性曲线 我们在做设计时就是借助仿真 软件的频率响应模拟计算 要用某种结构实现这些特性 当达到这些特性时 就 设计出了相应的滤波器 当然仿真结果和真正的电路之间还是有所偏差 有时还 很大 这就需要设计人员的经验积累 以及设计时要考虑的尽可能周全 在理论上 每种类型的频响曲线 都对应着特定的转移函数 学习这些函数 的基本原理对以后的设计也大有裨益 切比雪夫特性的低通滤波器原型是一种较 复杂的滤波器原型 切比雪夫滤波器的频率响应特性曲线 是结合了巴特沃兹频 率响应特性曲线的阻带和等波纹频率响应特性曲线的通带 切比雪夫低通原型的转移函数为 8 9 2 34 22 2 21 1 1 n T jS 在式 2 34 中 代表波纹常量 它和通带波纹有关 通常是事先给定 Ar L Ar L 的 是当级数为时切比雪夫型的函数 这两个元素分别定义为 n Tn 2 35 110 10 Ar L 2 36 1 coshcosh 1 coscos 1 1 n n Tn 归一化的元件值也有一定的计算公式 对于切比雪夫原型滤波器而言 图 2 4 中对应的元件值可通过下式 2 37 得到 0 1 0 g n g 2 sin 2 1 电子科技大学硕士学位论文 12 2 37 n i n i n i g g i i 1 sin 2 32 sin 2 12 sin4 1 22 1 为偶数 为奇数 n n gn 4 coth 0 1 2 1 式 2 37 中 且ni 3 2 37 17 cothln Ar L n2 sinh 同样地 可以在文献 10 中查得不同通带波纹时 从 1 到 15 时的具体 Ar Ln 元件数值 如果是事先给定最小阻带衰减与通带波纹的情况 则低通原型的 n 也 AS L Ar L 就是滤波器的级数就能够得到 这对我们的设计有很大的辅助作用 使我们在前 期设计时 既能保证该级数的滤波器能达到所要的指标 又能使用比较少的级数 使成本大大降低 在应用中 尤其是在民用中 成本可以说是仅次于指标的最重 要的因素 它有时候决定了产品的成败 这里就给出级数 n 的范围 2 38 s L L Ar AS n 1 1 0 1 0 1 cosh 110 110 cosh 在工程上 有些元素是一一对应的 在不同的情况使用不同的变量 可以使 设计简化和便于测量 在滤波器设计中 在某些情况下 通带波纹被另两个变 Ar L 量 即最大电压驻波比或者通带内最小回波损耗所取代 其中 回波损VSWR R L 耗被定义为 R L 2 39 2 21 1log10 jSLR 它对应的通带波纹可用式 2 40 得到 Ar L 2 40 R L Ar L 1 0 101log10 同样的 驻波比被定义为式 2 41 VSWR 第一章 绪论 13 2 41 11 11 1 1 S S VSWR 则可被所替代 如式 2 42 R LVSWR 2 42 2 1 1 1log10 VSWR VSWR LAr 2 2 2 频率变换 在前面的章节 只论述了归一化源阻抗 或导纳 时以及截止频率1 0 g 的情况下 滤波器的低通原型 它是后面章节的基础 在它的基础上 实1 c 际应用中 滤波器的频率特性以及可以通过一些变换得到 即通过以下面说提到 的频率变换和元件变换地方法得到 所谓的频率变换 也被称为频率映射 从一个值域一一对应到另一个值域 这里就是把切比雪夫低通原型的频域一一对应地映射到实际滤波器的频域上 频率变换对滤波器的电抗元件产生影响 对电阻元件却毫无无影响 以为电阻元 件值不是频率的函数 除频率映射外 阻抗变换也会使元件值变换 需要指出的是 阻抗变换不必 归一化 为了便于计算 定义了引出了阻抗变换因子 9 的概念 参看文献 9 0 2 43 为导纳 为阻抗 000 000 0 gYg ggZ 在式 2 43 中 为源导纳 通常情况下 阻抗变换的过程是 00 1 ZY LL 0 0 CC RR 0 0 GG 假设在元件变换中 原型滤波器元件的符号为 因为它频率变换无关 所g 以下面将会给出适合任何类型滤波器的电阻值的变换公式 2 44 为导纳 为阻抗 g g G ggR 0 0 2 2 2 1 低通变换 假定有一个低通滤波器 它的截止频率为 角频率轴为 从归一化的 c 低通原型频率变换到该实际低通滤波器可以通过式 2 45 来得到 电子科技大学硕士学位论文 14 2 45 c c 将式 2 45 与前面论述的的元件变换相结合 得到式 2 46 及图 2 5 2 46 为电容 为电感 g g C ggL c c c c 0 0 g c c 0 0 g c c g g 图 2 5 低通元件变换 2 2 2 2 带通变换 上一小节 是将低通原型变换到了一个实际的低通响应 这一小节 是要将 理论上的低通原型变换到实际的带通响应模型 这个实际带通滤波器的响应为通 带 这里和是指通带上下边缘的角频率 在此需要的频率变换式为 12 1 2 2 47 0 0 FBW c 式中 2 48 0 12 FBW 2 49 210 式中为通带中心频率 则代表带通滤波器的相对带宽 0 FBW 要将低通原型的进行频率变换 则变换如下 g 第一章 绪论 15 FBW g jFBW g jgj cc0 0 1 该变换过程说明具有电容 或电感 元件的原型会变换到形式为并联 或串联 g 谐振电路的带通滤波器 所谓谐振电路 是指该电路在某一频率上 感抗相LC 抵 只体现电阻的性质 若为串联 则其谐振器的元件值通过式 2 50 得出 LC 为电感 2 50 g FBW C g FBW L c s c s 00 0 0 1 g 同理 若为并联 则其谐振器元件值为 LC 为电容 2 51 g FBW L g FBW C c p c p 0 0 00 g 在公式 2 50 和 2 51 中 在图 2 6 中说明 ss CL 00 1 pp CL 00 1 了该变换过程 g g s L p L s C p C g FBW L c s0 0 ss LC 2 0 1 00 g FBW C c p pp CL 2 0 1 图 2 6 带通元件变换 电子科技大学硕士学位论文 16 2 3 有源电路理论分析 2 3 1 倍频器基本理论 VCO 4VCO 60 70 80 90 100 110 120 110100 GHz Frequency offset HzNoise 100K Phase 图 2 7 VCO 与加上 X4 倍频器的 VCO 相噪比较 在一般的接收机中 含有两条链路 一条为射频链路 一路为本振链路 射频链路是信号的通道 从高频到中频 而本振链路的功能把信号从载波上搬移 下来 对振荡器链路的要求大概是需要有良好的功率提供 工作要稳定 以及相 应的噪声特性 越小越好 本振链路中 所需的信号在工程上通常有两条途径 产生 思路上较简单的是直接通过高频的振荡器来得到相应的高频率信号 但在 频率变高时 通常成本就会增长很快 很多情况下 成本过高是无法接受的 相 应的第二种 就是用成本低的低频率振荡器产生一个较低的频率信号 之后连上 倍频器 是信号的频率加倍 来得到所需高频信号 除了成本上的比较 还有相 关文献对两种方法的性能做了比较研究 文献 20 就做了两种情况在不用频率应 用下的表现 第一种是直接用一个压控振荡器 VCO 产生所需频率信号 对照组 是低频 VCO 加上一个 4 倍频器来间接地产生所需频率的信号 对比的性能指标是 相位噪声 下面简称相噪 读图 2 7 可以看到小于 10GHz 的频率情况下 两种 情况实验的结果即噪是比较一致的 当频率继续升高 差异开始显现 由图可知 当信号频率高于 10GHz 时 这两种实验的差别就表现得越来越明显了 尤其在应 用范围很广的毫米波段内 连上了 4 倍频的 VCO 的相噪性能较好 它比单个的高 频 VCO 低了 20 30dBc Hz 所以 一般情况下 在毫米波波段的的电路中 是采 用一个低频 VCO 经过倍频器来产生所需的高频信号 本论文接下来将简要介绍上面提到的倍频器的基本类型和结构 倍频器按其特性和组成一般分为两类 晶体管倍频器 二极管倍频器 其 中二极管倍频器又可以进一步分为电阻性二极管倍频器 电抗性二极管倍频器 第一章 绪论 17 电抗性二极管倍频器在是在二极管的结电容上加上所需偏置 二极管一般 选用阶跃恢复二极管 有时也用变容二极管 低次谐频变换时 常常采用变容二 极管倍频器 在更高谐频变换时 常常采用阶跃恢复二极管倍频器 它能承受更 大的功率 理论上讲 因为二极管本身消耗功率很小 有时可以忽略 所以在该 类型的变换效率可非常接近 100 即输出功率和输入功率相等 电阻性二极管倍频器 采用的是肖特基势垒检波二极管 对其加正向偏置 以此使二极管具有非线性 I V 特性 研究发现 变换效率是随着谐频次数的增高 而下降的 具体是与谐频次数的平方成反比 所以它的效率低 常被用在低次谐 频的变换中 但电阻性二极管倍频器有其优势 它的带宽较宽 稳定度也较高 如图 2 8 所示 为倍频器的原理框图 有中间的二极管可知 这是一个二 极管倍频器 在图中 输入为频率为的信号 它并不纯净 它要通过一个低通 0 f 滤波器抑制其它杂波 之后 较为纯净的信号被加在二极管上 利用二极管的非 线性特性 将信号变换 这里将产生到它的 次谐波 最后 最后利用选频带通 滤波器 选出所需要的频率为的信号 0 nf 0 f 0 nf 0 f 0 nf 入 入输出 低通滤波器带通滤波器 二极管 图 2 8 二极管倍频器框图 还有一种倍频器 它是由晶体管制造的 它的工作带宽较宽 效率也远远 优于用二极管制造的倍频器 它的灵敏度也较高 晶体管二极管所要求的输入功 率较小 对它的使用一般是这样的 它的具体运用是在所要求的频率处输出信号 但功率较低 这是需要连接一个放大器把信号放大到所要求的功率 实验室里常 见的是 B 类 FET 倍频器 它的电路原理图如图 2 9 所示 0 s R s jX G S i R g V gg V gs C c V cmV g ds R L jX ds C L R S D dd V d I 电子科技大学硕士学位论文 18 图 2 9 FET 倍频器电路图 在图 2 9 中 晶体管是用单向电路来等效 其中 栅极电压为负值 漏 gg V 极电压为正值 源提供频率为的信号 晶体管与源阻抗共轭匹配 dd V 0 ss jXR 漏极连接负载阻抗 选择的负载阻抗值是要在所需谐振频率 即处 构成D 0 n 谐振电路 RLC 2 3 2 混频器基本理论 LO f IF f IFLORF fff 本地振荡器 振荡器IF 混频器 0 IF f LO f IFLO ff IFLO ff f LO f RF f LORFIF fff 本地振荡器 混频器 RF f LO f LORF ff LORF ff f 振荡器RF a b 图 2 10 混频器的频率变换 a 上变频 b 下变频 从结构上看 混频器为三端口器件 它的工作原理是利用元件的非线性来完 成更频率的叠加 一般有两个输出 一个为两信号相加 另一个为相减 图 2 10 a 所示为利用混频器完成上变频 这种情况在发射机中比较常见 这里 本振 信号是频率相对较高的信号 把它和低频中频信号接入混频器的输入 本振信号 与中频信号的和差信号就是输出信号 在图 2 10 b 中 为下变频原理图 它接收 机中比较常见 在下变频时 射频信号为频率较高的信号 把它和频率较低的本 振信号接入混频器的输入 就产生频率为输入频率和差的信号 作为输出 在接 收机接收信号时 我们需要的输出为信号频率为差分频率 所谓差分频率就是两 个信号之差 这频率较低的中频信号可以利用低通滤波器筛选得 LORFIF fff 到 21 这样地下变频技术是非常成熟的 在接收机中也常常被应用 下小节会简 要解释混频器的主要指标 之后 再给出混频器的典型电路 2 3 2 1 混频器主要技术指标 1 镜像频率抑制 在接收机中 应用下变频得到频率为的中频信号 实际上还 LORFIF fff 第一章 绪论 19 有一个频率为镜像信号 它的特点是通过混频时也能和本振信号产 IFLOIM fff 生频率在中频范围内的输出信号 这个信号会干扰射频信号与本振信号产生的真 正所希望的信号 所以 我们常常加一个滤波器来抑制镜频信号 这个滤波器一 般加在混频器之 2 变频损耗 混频器要求在三端口阻抗匹配 但是由于涉及到一些其他频率谐波 这使得 匹配变得很复杂 理想情况下 混频器的端口会在指定的频率下匹配 不需要的 频率产物被阻抗负载吸收 但实际上阻抗负载会加大混频器的损耗 另外 在频 率变换过程中由于存在不需要的谐波和其他频率的产物 所以还有固有损耗 这 时便有一个很重要的指标 变频损耗 它定义为有用的射频输入功率与有用的中 频输出功率之比 21 2 52 oa ia c S S L 有用中频输出功率 有用射频输入功率 3 噪声系数 定义噪声系数一般都是输入功率的信噪比和输出功率的信噪比的比值 混频 器的为 12 2 53 ia a c oaoa iaia m N N L NS NS F 0 输出信号噪声功率比值 输入信号噪声功率比值 式 2 53 中的和为混频器输入和输出的噪声功率 通常情况下 前者与 ia N oa N 后者相等因此往往 我们可以推出噪声系数约等于变频损耗 1 iaoa NN 4 隔离度 混频器有三个端口 这三个端口并不是完全独立的 即去偶的 往往相互影 响 这就需要一个指标来表征各个端口的独立性 这样一个指标就是本振端口与 射频端口的隔离 理想状况下本振端口和射频端口端口为相互去耦的 但实际情 况却因为内部阻抗的不匹配配以及耦合器性能不理想 使得一些本振端口的功率 加至射频端 还有一个实际的问题 因为接收机往往是从天线直接激励射频端 而本振端口的功率会耦合进射频端口 之后这些功率就通过天线辐射到周围的空 间 这样 相隔较近的用户间会发生干扰 因此 提高隔离度这个指标是很重要 也很必要的 一般有两种方法来解决上述问题 一个是在天线到混频器中间加一 个带通滤波器来抑制端的干扰信号 另一种则是用有源器件来解决 是在混频器 前面连上一个射频放大器 这些方法都能够减轻用户间干扰的问题 电子科技大学硕士学位论文 20 2 3 2 2 混频器的主要结构类型 1 单端混频器 13 低通滤波器 信号输入 本振输入 射频扼流圈 中频输出 图 2 11 单端混频器示意图 如图 2 11 所示 这是单端混频器的示意图 射频信号的输入和本振的输入 的混频是利用定向耦合器来完成 它们的合成电压加到二极管上 通过二极管的 非线性特性来变换出各种频率分量 最后通过低通滤波器选择出所需的中频信号 2 平衡混频器 低通滤波器射频输入 本振输入 射频扼流圈 中频输出 低通滤波器 混合器dB3 1 D 2 D 图 2 12 平衡混频器示意图 如图 2 12 所示 这是平衡式混频器的示意图 在图中 有一个 3dB 混合器 射频信号接到这个 3dB 混合器的输入端 产生了两个幅度大小相等 相位相差为 的电压信号 它们从该混合器的共轭输出端口输出 本振信号则从这个混合 90 器的另外一个端口输入 同样的 产生了两个幅度大小相等 相位相差为的 90 电压信号 它们也从该混合器的共轭输出端口输出 这样 就从相互共轭的两个 输出端口输出大小相等 相位相差的电压信号 之后这样两个信号被分别加 90 到两个方向相反的二极管上 这样混频出来的中频信号在输出端实则为相加的 第一章 绪论 21 这样的混频器结构 使得本振端与射频端之间的隔离度高 输出信则有较少干扰 信号 因为本振端口的噪声在输出端口相抵 这样就降低了噪声系数 混频功率 承受能力也提高了一倍 这意味着动态范围提高了 3dB 3 镜像抑制混频器 13 混合网络 射频 09 功分器 同相 混频器 平衡 混频器 平衡 L V本振 输入入 入 下边带输出 上边带输出 中频端口 R V 50 1 2 3 4 5 6 7 8 混合网络 中频 09 图 2 13 镜像抑制混频器原理图 如图 2 13 所示 这幅示意图给出了镜像抑制混频器的原理结构 其结构相 较于前两种混频器很复杂 射频端信号电压经过一个混合网络 之后产生两个 R V 幅度相等 相位相差的电压信号 这样两个电压信号被分别输入到平衡混频 90 器 和 上 本真信号经过同相功分器 产生两个相位相同的本振电压 之后 L V 在平衡混频器 和 上分别混频产生两个幅度相等 相位相差的中频信号作 90 为输出 之后 再将这两个电压信接入混合网络 这样 如果射频信号的频 90 率大于本振信号的频率 端口 7 就没有输出为 0 端口 8 则输出中频信号 另一 种情况 如果射频信号的频率小于本振信号的频率 端口 8 没有输出 端口 7 输 出中频 这样就能产生抑制掉镜像信号效果 但这种复杂的结构增加了噪声系数 与变频损耗 4 双平衡混频器 电子科技大学硕士学位论文 22 信号输入端口 本振端口 中频输出端口 1 2 3 4 图 2 14 双平衡混频器原理图 如图 2 14 所示 给出了双平衡结构的混频器原理图 可以看到射频信号电 压与本振信号电压从左右两个输入端口分别输入 之后它们均经巴伦变换器 也 称平衡 不平衡变换器 加于由二极管组成的电桥上 射频信号连入电桥的 1 端 口和 2 端口上 本振则连在电桥 3 和 4 端口上 输出中频信号则由平衡端引出 如果 4 个二极管相同 则 4 个二极管组成平恒电桥 在 1 端口与 2 端口上的信号 都不会耦合在 3 端口和 4 端口上 这样双平衡结构的混频器的射频端口就与本振 端口隔离 从平混频器的结构 我们可以推出 双平衡混频器隔离度指标越高 杂波越 少 功率承受也就越大 2 3 3 放大器概述及其主要指标 放大器从网络的角度出发 它是一个具有提高微弱信号能力的网络 是的微 弱信号能满足接收机的输入要求 这样就能做下一步处理 接受机的放大过程不 止一次 它们分布在整个接收机的射频阶段与中频阶段 因此 放大器是很重要 的 它的主要指标也是评判放大器性能的主要依据 12 1 功率增益 在对放大器进行电路分析与设计的过程中 不同的需求会分别用到若干的功 率增益概念 首先是基本概念 被定义为源反射系数 被定义为负载反射 S L 系数 而与分别被定义为放大器输入反射系数与输出反射系数 IN OUT L L IN S SS S 22 2112 11 1 S S OUT S SS S 11 2112 22 1 功率增益 P G 第一章 绪论 23 定义 为负载吸收的功率 为放大器输入信号功率 就是它们 P G L P IN P P G 的比值 即 2 54 2 22 2 2 21 2 1 1 1 1 L L IN IN L P S S P P G 输入功率 输出负载吸收功率 资用功率增益 A G 定义 为输出端资用功率 为信号源资用功率 就是它们的 A G AVN P AVS P A G 比值的比值 2 55 2 2 21 2 11 2 1 1 1 1 OUTS S AVS AVN A S S P P G 信号源资用功率 输出端资用功率 转换功率增益 T G 定义 为放大器输出负载吸收功率 为信号源资用功率 是它 T G L P AVS P T G 们的比值 即 2 56 2 2 2 21 2 11 2 1 1 1 1 LOUT L S S AVS L T S S P P G 信号源资用功率 输出负载吸收功率 2 稳定性 所有有源器件 第一个要考虑的就是它是否稳定 它是放大器的设计中首先 要考虑的 如果放大器工作不稳定 会导致电路自激 芯片烧毁 一般是要求 放大器工作绝对稳定 在文献 14 中