可控晶闸管调节变压器电压升压.doc

可控晶闸管调节变压器电压升压Prof. J. Arrillaga, M.Sc. Ph.D., C.Eng., F.I.E.E., B. Barrett, M.Sc, and N.A. Vovos, M.Sc.索引术语：电压互感器，晶闸管应用，电压控制，电压调节摘要：基于升压变压器的工作原理，一种新型的电压调节器可以通过控制相控晶闸管开关的方法来选择供给电压波形的一部分以此提供快速可变的电压升压。为了两种不同控制方法的分析以及研究不同种类的负荷。各种实验被用来证实分析和调查。主要符号列表：a =触发角i=瞬时电流v=瞬时电压1=负载电流与无升压时的电压之间的相角差2=负载电流与最大升压时的电压之间的相角差x =负载电流截止角y =变压器T2截止角=角频率t=时间t1, t2 =时间常数T1=串联变压器T2=并联变压器N, N =变压器匝数比L21= T2一次侧绕组的漏感L22= T2二次侧绕组的漏感R21= T2原方绕组电阻R22= T2副方绕组电阻Leq= T1等效电感Req=T1等效电阻1 引言理想电压调节器应能快速平滑地响应负载的需求，更应不能引起电压波形显著的变形。现存的所有系统都至少在一方面无法上述的这些要求。电压升压可以通过三种不同的基本方法得到，例如电容器组，同步补偿器以及调节变压器。前两种被广泛地用在电力系统电压等级的调节，然而第三种方法一般用于控制输电等级。同步补偿器的应用经常因为其应用时发生的费用，维护和响应速度而遭到质疑，然而现在的观点还是较为喜欢这种静态的解决方法。当调节无功功率的速率不够快时必须按需往电路中投入或切除并联电容。然而这样会导致梯层电平和引起电流冲击。串联电容经常被用于消除高压传输线的串联电感，但是他们的可靠性还没有被完全地建立。用饱和电抗器组成的一系列器件并联电容器组也是可行的。由铁芯的饱和特性控制的电压调节调节过程是光滑的但是在这个过程中会产生谐波失真。饱和电抗器型调节器相对于依靠直流励磁的控制的同步补偿器响应速度较慢。然而交流饱和电抗器没有必要控制以及完全依靠电抗器的电磁特性。他们可以在第一个半周期就响应良好并提供光滑电压控制。他们的临界电压需要额外的电压调节，这种调节一般以有载调压的形式调节。他们较为有效但不够经济。近几年，由于晶闸管（或可控硅整流器）能够不移除部件就能开断大电流，因此他们的发展已经开拓了新的探索途径。另一种被提议的解决办法是用一个电容和一个电感并联负载，他们拥有相同的数量级和阻抗，并且电感还串联了一个背靠背的晶闸管开关。如果负载需要最大的无功电流，开关要被打开，电容器提供补偿。为了满足纯电阻电流的需求时，开关需要被合上，电感要消除电容器的效应。当电流处在这两种极限情况之间时，开关被相控提供不同的补偿。这种在电容器里用相控晶闸管来开断的方法，也已经被提倡。分接头可调的变压器经常用作电压升压电路来控制流经传输线的无功功率。然而，自动调节器只能仅仅达到有载调节控制的要求，当通过机械的方式来控制开关调节分接头时会引起恶化和维护问题。此外，可动原件的惯性会严重限制响应的速度。在本中提到的附加晶闸管型可调升压变压器，它拥有和上述提到的静态调节器一样的表现，可以消除要并联电容器的需要。图1相控可调节升压变压器的一相2.主电路的提出图1电路是在常规可调变压器的并联互感器T2和串联互感器T1之间引入一个背靠背晶闸管部分C1。另一晶闸管部分C2为了减小串联互感器二次侧由于要躲避较大电磁感应电流而开路的C1所引起的开路绕组的饱和和绝缘危险的问题。当功率等级下降1MW时，他比起串联晶闸管提供的高电压额定值能够更简单的用并联晶闸管提供高电流额定值。这就是为什么要要引入一个串联互感器来隔绝负载和向晶闸管开关供给。一个拥有较为合适变比的串联互感器能较好的利用晶闸管的额定值。当C2合上C1打开时，瞬时负载电压是V1sint（忽略晶闸管正向电压的压降）。相应的通过C1的电压是V2sint并且通过一个门信号给合适的晶闸管，C1可以合上。当C1合上通过C2的极性将被反转，这个开关将自动打开。当C1合上C2打开时，负载电压变为V1+V2sint。当电流极性反转时，C1的开关打开，C2一定合上。在C2合上后C1必须被180合上来避免直流分量和偶次谐波。当C2合上时负载电压需要同步。电压调节器因此能够达到C2触发角的要求。通过这种方法，电压变换的范围是由两个互感器相对应的匝数比所决定的。3.运行模式图1图示的电路有两种运行模式。模式一当负载电流过零时相控晶闸管导通，模式二当负载电压过零时相控晶闸管导通。3.1在模式一下运行串联负载的T1绕组作为原方。连接晶闸管关断的绕组是副方。假定没有晶闸管控制的副方电压同相位彼此之间都是真正的正弦波。在图1中，在a、c、e点相对于b、d、f点方向相反。参考图1图2可知，当晶闸管Th3导通时区间0 t x内电压上升。副方的等效电路图由图3图示。图2模式一的波形及导通条件a、电压电流波形b、晶闸管Th1导通部分c、晶闸管Th2导通部分d、晶闸管Th3导通部分e、晶闸管Th4导通部分图3图1系统的等效电路a、完全型b、相对于副方因此，当T1原方的电压在C点为正时，在a点的电压为负。这个电压将给晶闸管Th4正向的偏压以及给晶闸管Th2提供一个相反的偏压。规定当负载电流通过零点Th4在x轴上的门脉冲信号讲允许这个晶闸管导通因此会在T1的副方提供一个短路路径。通过副方的电压等效于Th4的正向压降。当晶闸管Th4导通和T1副方绕组虚拟短路时，相对于b点a点末端的电压是-Vd（Vd是通过晶闸管的电压降落。）与此同时在e点末端的电压为+ V2 sin t，与b点f点相似，与a点相对e点电压为+ V2 sint + Vd。如果Th1在a时被提供一个触发脉冲，晶闸管会导通同时在a点的电压也将变成+ V2 sint Vd。当在区间x t 内电路等效于图4，当初始条件为在t=x，i=0通解如下其中图4在区间x t 时的等效电路图当a点为正向电压时，Th4是相反的因此关闭。T1的副方绕组与T2的副方相连，因此，也和主电源相连。晶闸管Th1导通直到副方绕组的电流降到低于保持导通的水准例如，直到( +X).。在这点Th2必须导通提供一个短路路径，在区间t + x的等效电路如图3。通过叠加和忽略变压器磁路，图3电路能被分析成两部分：（i）在T2末端由电源提供的短路电流。电路图如图5所示电流表达式如下：其中（ii）T1末端的短路电流，电流图如图6所示电流表达式如下其中因此总电流是等式2，3之和，如等式4的初始条件（t=）等效于等式1的条件，A2的值如下在t=+x使i=0时得到截止角x。其值可由1、2和得到当x被带入等式1，4可得到完整的负载电流，如下当A1=-Lm1sin(x-1)和A2被带入等式5.由如上所示的触发顺序可知，当忽略晶闸管压降、假设通过晶闸管的导通电流等于零时，电压波形如图2所示。负载电流波形和它各个部分也有图2所示当导通脚等于2，由等式4的结论可知截止角x等于2负载电流变成正弦，由此可见模式一的操作是可以达到最大的升压的。在第二个半周期期间模式一的方法与第一次相似但所有的电压极性相反；每个背靠背的晶闸管部分都被有选择性的使用。如果Th1导通角是时每相相角会延迟，然后Th3在+180时导通，达到稳态条件。图5T2末端短路时的等效电路图6T1末端短路时的等效电路连续变化的电压是由变化的角提供的。当=180时电压变化最小，当=x是电压变化最大。由于负载功率因数的滞后，Th1和Th3会在供给电压反向之后的一个确定的时间段内保持导通，而且可控相角的范围也是由这些条件所控制的。3.2模式一的导通条件由上述介绍的Th1的条件，Th4反向截止直到供给电压反向。在Th4再一次有正向偏压而没有导通信号，这段升压可能会失去。反向的电流是由Th2的导通和Th4的反向截止产生的。当Th3导通，Th4给予正向偏压，最重要的仍是没有触发信号。之后电压反向，Th4再一次反向偏压直到电流反向结束循环。Th2的条件与Th4相似，除了电压移位180.晶闸管导通要求和与之相关的波形如图2be所示。3.3模式二的运行方式控制系统遵循的模式与模式1相似，但是当电压波形过零点时短路晶闸管部分被导通。这个策略限制的升压范围是在到180之间如图8所示。因为区间xt和t等效电路与之前相似如图2图3所示，相应的，负载电流由等式1、4决定。在区间t+y内所涉及的电路如图7所示。其中i是T1副方的负载电流i2、i3分别是流过Th1和Th4的电流。由模式一相似的分析方式可知负载电流的表达式如下在区间t内时在区间t+內时其中A2如模式一所示(如等式5),负载电流波形如图8所示图7在模式二下区间t+y的等效电路3.4模式2的导通条件如模式1一样，当导通的Th1提供的正向升压升压超过负载电压电流的正向Th4才会导通。此外当超过反向的电压以及正向的电流是它也会导通。在其他时间截止。Th2的导通条件除了移相180其他与Th4相似。当Th1和Th4分别被提供了触发信号时如图8b-e所示。有必要限制相控晶闸管的最小导通脚，联系图1和图8可知。当供给电压为正时，由导通的Th1提供升压，由导通的Th4去除升压。受到正向偏压的Th3当它导通时会给互感器T2提供一个短路路径。在这样的情况下，当负载电流反向时Th4不再关断，因此也没有升压的可能性。更重要的是来自T2的电流将被其漏阻抗所限制。图8模式二的波形及导通条件a、电压及电流波形b、晶闸管Th1导通部分c、晶闸管Th2导通部分d、晶闸管Th3导通部分e、晶闸管Th4导通部分图9在模式一50%最大升压的情况下电压对应不同导通角的变化情况a、阻性负载b、整流负载c、阻感负载d、阻感负载如果小于Th4截止时的角度上述条件将会改变，因此设置的最小限制是有必要的知道逻辑序列发生。4.实验研究及结果实验使用的是240V的单相电源和一个漏感为16+9j变比为10：1的串联变压器。负载使用的是一个400的电阻以及一个30+266j的电抗，电阻与电抗串联，400的电阻与一个全波不控整流器相连。所有的这些在模式1下测试，以及类型2类型3也在模式2下测试。为了强调波形调整的效果50%的升压被引入。如图9a所示的统一功率因数负载和如图9b整流负荷，整个半周期的电压都是可调的。图10在模式二50%升压的情况下电压随着改变的变化情况a、负载的功率因数=0.889b、负载的功率因数=0.25图11在模式一控制下的实际电压电流波形(当=129时)a、负载电压b、通过短路晶闸管部分的电压c、负载电流d、供给电流图12在模式一控制下的实际电压电流波形(当=141时)a、负载电压b、通过短路晶闸管部分的电压c、负载电流d、供给电流图13模式1的计算和测量结果a、负载电压b、负载电流计算测量在功率因数0.889时通过调节大部分的半周期是可以得到的，如图9c和10a，但当功率因数为0.25时只有超过一半的一小部分半周期是可以得到的，如图9d和10b。因此在一个较低的功率因数作为统一的功率因数时为了达到相似的调节角度，需要来自T2的一个较高的电压以及引入一个较大的谐波含量。由图9a可见，dv/d在半周期中部达到最大，在末端十分小。因此利用导通控制的中部十分重要。在模式1和模式2控制下的功率因数为2.5的实际电压电流波形分别如图11和图12所示。在理论和实验结论相联系下，由测量值所得的负载电流和电压被绘制在图13中。在模式1下的感应产生的电阻性负载(p.f.=0.889)和与之紧密关联的存在理论和实验之间的结论被明显的显示出来。5.结论可控变压器实际上是一个单相装置，而且扩展到三相时并没有想像的那般有什么特别的问题。虽然应用时串联变压器与二次侧星型连接但是原方却一定包涵这三个独立的单相绕组。拥有真正单相绕组的调节器对存在不平衡负载的平衡电源是十分有利的。初步调查显示当改变负载，额定功率和调节范围时电压变化是平滑的。通过上述两种方式的研究可知，模式1（基于零序电流穿越）是有利于导通控制；模式2（基于零序电压穿越）证明在稍低的范围内是可行的因为要留给躲避分接头变压器短路电流适当的安全裕度。两种方法都会引起一个相似角度的波形畸变。必须强调的是由于晶闸管额定值的限制可调变压器只能处理主要电力传输的很小的一部分。然而，应用包括大电路的应用可能需要串联或并联晶闸管组。6.鸣谢作者想要感谢GEC整流器公司提供的经济支持以及GEC员工提供的十分有价值的建议，尤其要感谢J.D.McColl;M.Brown和G.Til