OFDM基带设计及系统MATLAB仿真.doc

目录第一章 绪论1.1本文研究的背景和意义随着通信技术的不断发展和成熟，人类社会正在进入一个新的信息化时代，宽带、高速己成为当今通信领域的发展趋势之一。始于20世纪20年代的移动通信系统的发展经历了从采用模拟调制的第一代移动通信系统到以GMSK和/4QPSK调制为主的第二代移动通信系统，再到以CDMA为核心技术的第三代移动通信系统三个阶段。然而，随着通信技术的迅猛发展和广泛应用，3G在通信容量与质量等方面将远远不能满足人们日益增长的通信需求。因此，世界各国在推动3G通信系统商用化的同时，已将研究重点放在新一代移动通信系统，即超三代(Beyond 3G)和第四代移动通信系统(4G)的研究上来，使其可以容纳更多的用户数、进一步改善现有通信质量和达到高速数据传输的要求。相对于3G等已有的数字通信系统而言，新一代移动通信系统具有更高的数据速率和频谱利用率、更高的安全性、智能性和灵活性、更高的传输质量和更好的业务质量。但是，恶劣的无线移动环境会对高质量、高速传输数据带来严重影响。由于信道传输特性不理想，多径衰落会影响传输信号，各类无线和动通信系统中也普遍存在着符号间干扰(Inter-Symbol Interference ISI)，解决ISI的通常方法是采用自适应均衡器，但要在高速数字通信系统中克服ISI，往往要求均衡器的抽头数很大，大大增加了均衡器的复杂程度，使设备成本很高。因此在新一代移动通信系统性能指标的要求下，同时为能很好的克服多径衰落、消除高速数据传输时严重的ISI并大大提高频谱利用率，必须寻求新型的调制技术。正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技术作为一种新型的强有力的数字调制方式，能够很好的解决以上问题，以其突出的优点得到众多专家学者的青睐。20XX年我国在863计划中启动了对新一代移动通信的研究，其中基于正交频分复用、多载波或其它面向Beyond 3G的无线传输链路技术，是其主要研究内容。在21世纪，无线数字通信技术将是推动通信产业发展的最主要的源动力，而OFDM技术作为新一代移动通信系统的核心技术，必将有着极为广阔的发展前景。本文基于这样的研究背景，对OFDM系统的关键问题进行了研究。1.2课题研究的现状近年来移动通信技术飞速发展，已经历了3个主要发展阶段。每一代的发展都是技术的突破和观念的创新。第一代起源于20世纪80年代，主要采用模拟和频分多址(FDMA)技术。第二代(2G)起源于90年代初期，主要采用时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)技术。第三代移动通信系统(3G)可以提供更宽的频带，不仅传输话音，还能传输高速数据，从而提供快捷方便的无线应用。然而，第三代移动通信系统仍是基于地面不一的区域性通信系统，尽管其传输速率可高达2 Mb/s，但仍无法满足多媒体通信的要求，因此，第四代移动通信系统(4G)的研究随之应运而生。第四代移动通信技术的概念可称为广带(Broadband)接入和分布网络，具有非对称超过2 Mb/s的数据传输能力，对全速移动用户能提供150 Mb/s的高质量影像服务将首次实现三维图像的高质量传输。他包括广带无线固定接入、广带无线局域网、移动广带系统和互操作的广播网络(基于地面和卫星系统)。其广带无线局域网(WLAN)能与B-ISDN和ATM兼容，实现广带多媒体通信，形成综合广带通信网(IB)，他还能提供信息之外的定位定时、数据采集、远程控制等综合功能。中国、日本、韩国以及欧洲等国家对第四代移动通信的研究工作已经启动，欧洲的项目为“第六框架”，日韩两国都是自己独立研究，目前对4G的研究还处于初级阶段，并没有进入实质部分，还谈不上频段的划分，ITU计划在20XX年征求第四代移动通信的方案，20XX年制定出全世界统一的第四代移动通信标准。在世界各国都在积极的对4G研究时，我们国家也不甘落后，我国对第四代移动通信的研究已经正式列入863项目，并启动了“FuTURE计划”。具体分3个阶段实施：20XX年12月20XX年12月，开展Beyond 3G/4G蜂窝通信空中接口技术研究，完成Beyond 3G/4G系统无线传输系统的核心硬、软件研制工作，开展相关传输实验，向ITU提交有关建议；20XX年1月20XX年12月，使Beyond 3G/4G空中接口技术研究达到相对成熟的水平，进行与之相关的系统总体技术研究(包括与无线自组织网络、游牧无线接入网络的互联互通技术研究等)，完成联网试验和演示业务的开发，建成具有Beyond 3G/4G技术特征的演示系统，向ITU提交初步的新一代无线通信体制标准；20XX年1月20XX年12月，设立有关重大专项，完成通用无线环境的体制标准研究及其系统实用化研究，开展较大规模的现场试验。在近几年的研究中，我国已经取得了喜人的成果，武汉汉网高技术有限公司、华中科技大学和上海交通大学联手攻克的全IP蜂窝移动技术是国际公认的第四代移动通信技术的核心，其数据传输速率是3G移动电话的50倍，能同时传输语音、文字、视频图像等不同数据类型。这使欧美移动通信技术在中国市场独领风骚的局面将有所改变。OFDM技术并没有完全为大型跨国机构所垄断，拥有1000件以上专利机构的专利总量占到全部的40 ，在这个量级我国有华为公司和中兴公司这样的大型企业；拥有件数在20-100的机构专利量占到总量的20，我国有一批大学和企业如清华大学、北京邮电大学、上海交通大学、西安电子科技大学以及北京创意视讯科技有限公司、上海贝豪通讯电子有限公司等在这个量级6-20件这个量级占到总量的约6，其中我国有西安交通大学、大唐等机构。l 994年到20XX年，国外来华申请数量一直领先国内申请，但近年国内申请的发展速度更快，从20XX年开始国内申请超过国外来华申请，并保持高速增长态势。总体看，国内申请和国外来华申请在审查中的发明专应该能够进入专利拥有量排名前列。国内申请目前发展势头良好所以在0FDM领域，自主知识产权有很大进步。检索到高通公司基础专利360余件，产生同族专利超过1 800件。我国的大型企业中兴和华为的专利申请件数超过120件，与前十位公司差距并不太大，保持目前的发展势头未来利申请705比764、有效专利权99比170，相比有一些劣势。1.3本文主要研究内容和框架本文详细分析、研究了OFDM技术，并结合数字通信系统中的调制解调、信道分析等技术以IEEE 802.11a为基础设计了一个OFDM系统，并分析了系统中各个环节所用的技术及其对系统性能的影响。调制给出16QAM调制方式，并在加性白高斯噪声(AWGN)信道和瑞利(RAYLEIGH)信道两种信道模型下传输。通过不同调制方式，不同信道下的仿真结果的对比，绘出误码率与信噪比的曲线图，并分析其成因。本文安排如下：第二章首先给出无线信道的特性，接下来介绍单载波系统与多载波系统的概念，并对其进行了对比。OFDM是子载波成正交性的多载波系统，本章用充分的数学理论证明了正交性在OFDM系统中的作用。第三章详细介绍了本系统各个模块的组成及设计机理，调制时采用16QAM调制方式，FFT/IFFT变换，加CP,去CP。最终建立了一个基带OFDM系统。其间，介绍了本次仿真中要使用的信道模型及仿真的原理。第四章主要是关于系统的计算机基带仿真以及仿真结果的分析。这次仿真，主要是为了比较在不同信道下，改变程序中的参数，得出不同的仿真结果。第五章对全文进行了概括性总结，并结合项目的后续工作给出了后续展望。OFDM系统信道建模及基带MATL仿真 第二章 OFDM基带系统原理第二章 OFDM基带系统的原理2.1无线信道的特征在无线通信中，发射信号在传播过程中往往会受到环境中的各种物体所引起的遮挡、吸收、反射、折射和衍射的影响，形成多条路径信号分量到达接收机。不同路径的信号分量具有不同的传播时延、相位和振幅，并附加有信道噪声，它们的叠加会使复合信号相互抵消或增强，导致严重的衰落。这种衰落会降低可获得的有用信号功率并增加干扰的影响，使得接收机的接收信号产生失真、波形展宽、波形重叠和畸变，甚至造成通信系统解调器输出出现大量差错，以至完全不能通信。此外，如果发射机或接收机处于移动状态，或者信道环境发生变化，会引起信道特性随时间随机变化，接收到的信号由于多普勒效应会产生更为严重的失真。无线信道对传输信号的影响主要表现为三个方面：衰减、多径效应和时变性。1、多径效应在无线通信中，由于电波经过多条路径的距离不同，因而各条路径中的发射波到达接收机的时间、相位都不同。不同相位的多个信号在接收端叠加，如果同相叠加会使信号幅度增强，而反向叠加则会削弱信号幅度。当发射机和接收机之间的距离在较小的尺度上(整个波长)变化时，接收信号的功率发生急剧的变化，称之为小尺度衰落。小尺度衰落又称快衰落，它反映了无线信号在较短的距离或时间之内的快速变化特性。多径时延扩展产生的衰落分为两类，一是平坦衰落，一是频率选择性衰落。1.平坦衰落如果无线信道带宽大于发射信号带宽，并且信道频率响应的幅度近似为常数，相位为线性，那么信号的频谱会保持不变，但是信道增益会随时间而变化(多径造成)。这种衰落称为平坦衰落，是最为常见的一种衰落形式。由于平坦衰落信道的信道增益会随时间而变化，因此接收信号的包络就是一个随机变量，一般可以用瑞利分布来描述通过多径效应后信号功率的时变统计特性。瑞利分布是用于描述平坦衰落或独立多径分量情况下接收信号包络统计特性的一种典型分布类型。如果发射机和接收机之间的多径传播中存在一个主要的静态信号(非衰落)分量，还存在视距传播路径，则接收信号的包络服从莱斯Rice)分布。在这种情况下，从小同角度随机到达的多径分量叠加在静态的主要信号上，接收机包络检波器的输出端会在随机多径分量上叠加一个直流分量。2.频率选择性衰落对应于平坦衰落，如果信道的带宽小于信号的带宽，那么接收信号中各频率分量的增益不同，信号波形失真，这种衰落称为频率选择性衰落。在任何移动开放传输中，信道的频谱响应都不是平坦的。由于多径响应，某些频率点可能存在深度衰落，因而导致接收信号在某些频段上的陷落。对于窄带传输，如果频响的“空洞”出现在传输频率上，则可能导致整个信号的失落。这一问题可以通过以下两种方法部分克服。一种方法是将传输数据扩展到宽带信号上或扩展频谱(如CDMA)，则任何频谱点上的陷落只会导致信号电平的部分衰落，而不是全部失落。另一种方法是，将传输信号分配在许多窄带子载波上传输，如OFDM的情形。这样原有信号就扩展到宽带范围上，由于频选效应不可能发生在所有的载波频率上，因此仅有部分载波上的信号丢失，而不是所有信号。丢失部分的载波可以通过足够多的前向纠错来恢复。3.时延扩展从时域角度看，由于各条路径的距离不同，因而信号到达终端的时间就不相同，故若从基站发射一个脉冲，则接收信号中不但包括该脉冲，而目还包括它的各个延迟信号，这种由于多径效应引起的接收信号的宽度扩展的现象，称为时延扩展。最大时延扩展是第一个到达接收天线的信号分量与最后到达的信号分量之间的时间差。对于数字系统，由于时延扩展有可能使接收信号中一个码元的波形扩展到其它码元中去，从而引起码间干扰，因此限制了数字多通道系统的最大传输符号率。2、时变性无线信道的时变性是由发射机和接收机的相对运动或者信道中其它物体的运动引起的。描述无线信道时变性的两个重要参数是多普勒扩展和相干时间。1多普勒频移当无线电发射机与接收机作相对运动时，接收信号的频率将会发生偏移。当两者作相向运动时，接收信号的频率将高于发射频率；当两者作反向运动时，接收信号的频率将低于发射频率，这种现象称为多普勒效应。对于电磁波而言，因为多普勒效应造成的频率偏移取决于两者相对运动的速度，可将这种频率偏移写为 （2.1）其中，为接收端检测到的发射机频率的变化量， 是发射机的载频，v是发射机与接收机之间的相对速度，为移动方向与电波入射方向的夹角，c为光速。2多普勒扩展多普勒扩展描述了无线信道的时变性所引起的接收信号的频谱展宽程度。当发射机在无线信道上发送一个频率为的单频正弦波时，由于前述的多普勒效应，接收信号的频谱被展宽，将包含频率为的频谱分量，其中为多普勒频移，这一频谱称为多普勒频谱。接收信号的多普勒频谱上不等于0的频率范围定义为多普勒扩展，用来表示。如果所传送的基带信号的带宽远大于，则在接收机中多普勒扩展的影响可忽略，这种信道可看作慢速时变信道；否则，称为快速时变信道。快速时变信道与多径没有关系，它仅表示信道中运动物体的变化所引起的信道响应的变化快慢。一个快速时变信道既有可能是平坦衰落，又有可能是频率选择性衰落。平坦信道的脉冲响应可近似为函数，如果一个信道是快速时变信道，就表示此函数的变化率大于发射信号的符号变化率；一个信道是频率选择性的快速时变信道，就表示多径信号各分量的幅度、相位的变化率要大于发射信号的变化率。可见只有数据速率非常低的情况下才可能发生快速时变。慢速时变信道中，信道变化率小于发射信号的符号变化率。也就是说，在一个或者多个符号周期内信道不变化(或者变化非常缓慢)，是一个静态信道。相应地在频率域中，信道的多普勒扩展要比基带信号的带宽小很多。2.1.1电磁波传播特点当电磁波遇到地表、建筑物或者墙壁等大尺寸物体时，将产生反射;如果遇到不规则表面阻塞时，阻塞表面引起的二次波存在于整个空间，电磁波将绕过阻塞表面传播，这就是绕射;而散射则是由于粗糙表面、小物体或信道中其他不规则物体引起的。1、反射 主要描述反射性质的参数是反射系数，与电磁波极化方式、入射角和频率有关。定义为: 。，其中为反射点上反射波与入射波场强的振幅比; 为反射波相对于入射波的相移。两种不同极化方式下，反射系数分别为:水平极化: (2.2)垂直极化: (2.3)为两种介质的固有阻抗; 分别为入射角和折射角。2、绕射 Huygells原理:波前的所有点都可以看成是产生二次波的源，所有子波在传播方向上形成一个新的波前，绕射就是由这些子波引起，绕射波的场强为所有二次波电场分量的向量和。和反射现象分析一样，直射通路与绕射通路的程差(称为额外路径长度)近似为: (2.4)其中h为平均高度，为绕射路径两段距离。定义绕射系数(Fresnel绕射系数)为 (2.5)这样相位差为。绕射波场强为: (2.6)其中，为不存在反射和绕射的自由空间的场强。3、散射 粗糙表面、小物体等将形成散射，在通信系统中，由于散射的作用，被反射的能量扩展(弥散)到各个方向，接收端将得到比只有反射和折射更多的能量。衡量粗糙表面的定量指标是Rayleigh准则:表面隆起的临界高度对于粗糙表面，反射系数应乘以一个散射损失因子: (2.7)其中是表面高度相对于平均表面高度的标准差，为第一类零阶Bessel函数。2.1.2无线信道中信号的损耗上述移动通信的主要特点及其带来的传播上的特点，对接收点的信号会产生如下的后果，即在传播上产生三类不同的损耗。1.路径传播损耗又称衰耗，它是指电波在空间传播所产生的损耗，它反映了传播在宏观大范围(即公里量级)的空间距离上的接收信号电平平均值的变化趋势。一个全向天线发送的无线电波在传输时是以球面波的形式向四周扩散。所以当假设在自由空间中传播时，我们可以有: (2.8)L代表路径损耗，d代表收发端的距离，f代表无线电波频率，c代表光速。由上述说明可知无线电波由于传输方向上的不集中，绝大多数能量都没有达到接收端。这和固定通信的情况有很大不同。2.慢衰落损耗它是由于在电波传输路径上受到建筑物及山丘等的阻挡所产生的阴影效应而产生的损耗。它反映了中等范围内数百波长量级接收电平的均值变化而产生的损耗，其变化率较慢故又称为慢衰落，由于慢衰落表示接收信号的长期变化，所以又称长期衰落(long-term-fading)。一般认为慢衰落符合对数正态分布: (2.9)式中为基于位置函数的标准方差，m代表场强中值，单位是dB，M代表m的均值。3.快衰落损耗它主要由于多径传播而产生的衰落，由于移动体周围有许多散射、反射和折射体，引起信号的多径传输，使到达的信号之间相互叠加，其合成信号幅度表现为快速的起伏变化，它反映微观小范围内数十波长量级接收电平的均值变化而产生的损耗，其变化率比慢衰落快，故称它为快衰落，由于快衰落表示接收信号的短期变化，所以又称短期衰落(short-term-fading)。仔细划分快衰落又可分为以下三类:空间选择性衰落、频率选择性衰落、时间选择性衰落。所谓选择性是指在不同的空间，不同的频率和不同的时间衰落特性是不一样的。由于快衰落是由多径传播引起的，所以先介绍多径的概念，再分别介绍三种快衰落。1、可分离的径假设现在有两路信号分别是: (2.10)式中，和是信号功率，和是多径时延，f是在(0，2P)间均匀分布的随机相位，c(t)和d(t)代表扩频序列和发送的数据。假设全相关的情况下，扩频码的相关性十分尖锐: (2.11)当两路信号的路径时延之差大于一个扩频码码片宽度时，我们认为两路信号是正交的。所以可得到下式: (2.12)我们可以十分清楚地知道:在CDMA系统中当两信号的多径时延相差大于一个扩频码片宽度时，这两个信号是不相关的，或者说是可分离的。我们习惯上将某一可分离的信号叫做信号的径。2、空间选择性衰落多径信号到达天线阵列的到达角度的展宽称为角度扩展。角度展宽给出信号的主要能量的角度范围，产生空间选择性衰落空间选择性衰落用相干距离R描述， (2.13)其中入为波长;f为天线扩散角。相干距离为两根天线上的信道响应保持强相关时的最大空间距离。相干距越短，角度扩展越大;反之，相干距离越长，角度扩展越小。接收天线距离小于相关距离，信号的相关性很好，信道的衰落特性平坦;大于相干距离，信号的相关性变差，信道呈空间选择性衰落。3、频率选择性衰落假设发射端发射的是一个时间宽度极窄的脉冲信号，经过多径信道后，由于各信道时延的不同，接收端接收到的信号为一串脉冲，即接收信号的波形比原脉冲展宽了。这种由于信道时延引起的信号波形的展宽称为时延扩展。时延扩展产生频率选择性衰落。频率选择性衰落用相干带宽F描述， (2.14)其中为时延扩展。相干带宽为信道在两个频移处的频率响应保持强相关时的最大频率差。相干带宽越小，时延扩展越大;反之，相干带宽约大，时延扩展越小。传输带宽小于相干带宽，信号的相关性很好，信道的衰落特性平坦;大于相干带宽，信号的相关性变差，信道呈频率选择性衰落。另一个常用的描述多径时延扩展的参数是最大时延扩展 m(xdB)，定义为比直达信号功率下降xdB的多径信号的相对时延。不存在直达信号的情况下，可以是最强的多径信号的功率。4、时间选择性衰落由于移动用户与基站的相对运动，每个多径波都会有一个明显的频率移动。由运动引起的接收信号频率的移动称为多普勒频移，它与移动用户的运动速度成正比。 (2.15)其中v为移动台的运动速度;入为无线电波长; 为电波和移动台运动的夹角。多普勒扩展是一种由于多普勒频移现象引起的衰落过程的频率扩散，又称时间选择性衰落。时间选择性衰落用相干时间T描述， (2.16)其中B为最大多普勒频移。相干时间为两个瞬时时间的信道冲激响应保持强相关时的最大时间间隔。相干时间越小，多普勒频移越大;反之，相干时间越大，多普勒频移越小。取样时间间隔小于相干时间，信号的相关性很好，信道的衰落特性平坦;大于相干时间，信号的相关性变差，信道呈时间选择性衰落。5、瑞利衰落在移动通信信道中，由于基站和移动台之间的反射体、散射体和折射体的数量是相当多的，所以信道的冲激响应表示如下: (2.17)上式中L代表到达的多径的径数; 代表第1条路径的信号幅: 代表第1条路径相对第一条路径(t=0)的时延; 代表第l条路径的信号相位。当径数较多时，可假设没有直射信道，因此信道的冲激响应h(t)可以看成一个复高斯过程，其包络的值A符合瑞利分布: (2.18)信号包络的均值为，方差为。相位f符合均匀分布的，即: （2.19）此种信道被称为瑞利信道。6、莱斯衰落当移动台与基站间存在直射波信号时，即有一条主路径，通过主路径传输过来被接收的信号为一个稳定幅度和相位，其余多径传输过来的信号仍如上面“瑞利衰落概率模型”所述。这种情况下，其包络的值A的概率分布是莱斯分布: (2.20)式中为第一类修正贝赛尔函数。此种信道被称为莱斯信道。2.1.3无线信道信号传播的效应移动信道的特点及其带来的传播上的特点，对接收点的信号将会产生三种效应。1.阴影效应移动台在运动中，由于大型建筑物和其他物体对电波的传输路径的阻挡而在传播接收区域上形成半盲区，从而形成电磁场阴影，这种随移动台位置的不断变化而引起的接收点场强中值的起伏变化叫做阴影效应。阴影效应是产生慢衰落的主要原因。2.远近效应由于接收用户的随机移动性，移动用户与基站间的距离也是在随机的变化，若各用户发射功率一样，那么到达基站的信号强弱不同，离基站近信号强，离基站远信号弱。通信系统的非线性则进一步加重，出现强者更强、弱者更弱和以强压弱的现象，通常称这类现象为远近效应。因为CDMA是一个自干扰系统，所有用户共同使用同一频率，所以“远近效应”问题更加突出。3.多普勒效应它是由于接收的移动用户高速运动而引起传播频率的扩散而引起的，其扩散程度与用户的运动速度成正比。随参信道的一般衰落特性和选择性衰落特性，是严重影响信号传输的重要特性。至于前面所说的慢衰落特性，因为它的变化速度十分慢，通常可以通过调整设备参量(如调整发射功率)来弥补。而为了抵抗快衰落，通常可采用多种措施，例如，各种抗衰落的调制解调技术、抗衰落接收技术及扩频技术等。其中，明显有效且被广泛应用的措施之一，就是分集接收技术。其基本思想就是，快衰落信道中接收的信号是到达接收机的各径分量的合成，如果在接收端同时获得几个不同路径的信号，将这些信号适当合并构成总的接收信号，则能够大大减小衰落的影响。关于具体的分集接收的方法，这里不再赘述。2.2单载波与多载波通信系统2.2.1 单载波传输系统通常我们采用的通信系统是单载波方案。单载波系统基本结构如图2.1所示，其中g(t)是匹配滤波器。这种系统在数据传输速率不太高的情况下，多径效应对信号符号之间造成的干扰不是特别严重，可以通过使用合适的均衡算法使得系统能够正常的工作。但是对于宽带业务来说，由于数据传输的速率较高，时延扩展造成数据符号之间的相互交叠，从而产生了符号之间的串扰(ISI)，这对均衡提出了更高的要求，需要引入复杂的均衡算法，还要考虑到算法的可实现性和收敛速度。从另一个角度去看，当信号的带宽超过和接近信道的相干带宽时，信道的时间弥散将会造成频率选择性衰落，使得同一个信号中不同的频率成分体现出不同的衰落特性，这是我们不希望看到的。g(t)信道g(-t)图2.1 单载波系统基本结构2.2.2 多载波传输系统在OFDM系统中采用多载波传输系统，多载波传输系统式OFDM 系统很重要的基础知识，采用多载波，克服了以往单载波的许多缺点，对系统性能的提高起到了很大的作用。多载波传输通过把数据流分解为若干个子比特流，这样每个子数据流将具有低得多的比特速率，用这样的低比特率形成的低速率多状态符号再去调制相应的子载波，从而构成多个低速率符号并行发送的传输系统。在单载波系统中，一次衰落或者干扰就可以导致整个链路失效，但是在多载波系统中，某一时刻只会有少部分的子信道会受到深衰落的影响。图2.2中给出多载波系统的基本结构示意图。多载波传输技术有多种提法，如正交频分复用(OFDM)、离散多音调制(DMT)和多载波调制(MCM)，这3种提法在一般情况下等同，只是在OFDM中各子载波保持相互正交，而在MCM这一条件并不总成立。2.2.3 单载波传输系统与多载波传输系统比较对单载波传输系统，数据是以串行数据流的形式被连续传输，每个数据符号占用整个可利用的频带宽度。多载波系统，通过串并变换把串行数据流分解为若干个并行的子比特流，这样每个子数据流将具有低得多的比特速率，用这样的低比特率形成的低速率多状态符号再去调制相应的子载波，达到构成多个低速率符号并行发送，使得每个子载波的数据符号持续长度相对增加，从而有效地减少由于无线信道的时间弥散所带来的ISI。另外，在单载波系统中，一次衰落或者影响一部分子载波，配合信道编码纠错，多载波传输系统可以在某种程度上抵抗窄带干扰。在表2.1中，对多载波相对于单载波的优势做了一个总结，其中T是多载波一个符号的持续时间，N为子载波的个数。g(t)g(-t)+信道g(t)g(t)g(-t)g(-t)图2.2 多载波通信系统表2.1 单载波与多载波传输方式的比较比较项目单载波多载波单个数据符号时间T/N T数据符号发送速率N/T 1/T占用频带带宽2*N/T 2*N/T(未计算间隔)抗ISI能力 较弱较强抗窄带干扰能力较弱 较强（需信道编码支持）实现复杂度 简单 复杂2.3 频分复用与正交频分复用2.3.1 频分复用频分复用(FDM，Frequency Division Multiplexing)就是将用于传输信道的总带宽划分成若干个子频带(或称子信道)，每一个子信道传输1路信号。频分复用要求总频率宽度大于各个子信道频率之和，同时为了保证各子信道中所传输的信号互不干扰，应在各子信道之间设立隔离带，这样就保证了各路信号互不干扰(条件之一)。频分复用技术的特点是所有子信道传输的信号以并行的方式工作，每一路信号传输时可不考虑传输时延，因而频分复用技术取得了非常广泛的应用。频分复用是指将信道划分成N个子信道，利用N个不同频率的子载波并行的在子信道上传输N路数据。频分复用的传输系统发送端的组成框图如图2.3所示，接收端则是一个相反的过程。低通滤波器子载波调制器带通滤波器低通滤波器子载波调制器带通滤波器低通滤波器子载波调制器带通滤波器相加器主载波调制输出图2.3 频分多路传输系统组成框图假设待传的N个具有相同带宽2f的信号为f1(t)，f2(t)，fN(t)，分别通过一个低通滤波器，以保证其带宽不超过2f，因为这些信号占有同一频带，如果直接加于同一信道上，接收端将无法进行区分。所以要对它们的频谱进行搬移，使其在频率轴上互不重叠。因此，各路信号先要用子载波进行调制从而实现频谱搬移。用一组有相同频率间隔的正弦波作为子载波，相应的频率称为子载频。为了限制各路子载波所占频带，在相加器前，每一路设一个带通滤波器。多路信号仍属于基带信号，可以直接用导线传输。信号此时在频带上是互不重叠的，因此可以用相加器将N路信号和在一起传输。频分多路信号可表示为。 (2.21)为了实现无线传输，还需将合成的信号对射频载波进行一次调制，称为主载波调制或二次调制。在接收端，解调过程是一个相反的变换。首先，对射频信号进行主载波解调，恢复出的多路信号加到各个分路带通滤波器上，各个带通滤波器的中心频率分别对应该路带宽和子载波频率，只允许本路信号通过，从而实现了频域的分割。分离后的信号进行子载波解调，就可得到各路信息FDM的频谱分析如图2.4所示，g是保护带宽。wwwwwg2wfw2wf图2.4 FDM频谱分析图2.3.2 正交频分复用OFDM是在FDM的原理的基础上，子载波集采用两两正交的正弦或余弦函数集。函数集cosnt，sinnt(n，m =0，1，2) 的正交性是指在区间t0,t0+T内有： (2.22) 其中T=2/，正弦函数同理。根据上述理论，令N个子信道载波频率为f1，fN并使其满足下面的关系：fk=f0+k/TN, k=1，N，其中TN为单元码持续时间。单个子载波信号为： (2.23) 由正交性可知： (2.24) 由式(2.5)可知，子载波信号是两两正交的。这样只要信号严格同步，调制出的信号严格正交，理论上接收端就可以利用正交性进行解调。OFDM信号表达式与FDM的一样: (2.25) 区别在于信号的频谱。OFDM信号的频谱如图2.5所示。从图中可以看出，由于采用的原理不一样，FDM中接收端需要频率分割，因而需要较宽的保护间隔。OFDM系统的接收端利用正交性解调，相邻子信道频谱在一定程度上是可以重叠的。下面将详细介绍OFDM系统的原理。FDMOFDMww图2.5 FDM与OFDM的频谱 2.4 OFDM基本原理2.4.1 OFDM基础OFDM 是一种高速数据传输技术，该技术的基本原理是将高速串行数据变换成多路相对低速的并行数据并对不同的载波进行调制。这种并行传输体制大大扩展了符号的脉冲宽度，提高了抗多径衰落等恶劣传输条件的性能。传统的频分复用方法中各个子载波的频谱是互不重叠的，需要使用大量的发送滤波器和接受滤波器，这样就大大增加了系统的复杂度和成本。同时，为了减小各个子载波间的相互串扰，各子载波间必须保持足够的频率间隔，这样会降低系统的频率利用率。而现代OFDM 系统采用数字信号处理技术，各子载波的产生和接收都由数字信号处理算法完成，极大地简化了系统的结构。同时为了提高频谱利用率，使各子载波上的频谱相互重叠（如图2.6所示）。图2.6 正交频分复用子载波频谱示意图当传输信道中出现多径传播时，接收子载波间的正交性就会被破坏，使得每个子载波上的前后传输符号间以及各个子载波间发生相互干扰。为解决这个问题，在每个OFDM 传输信号前面插入一个保护间隔，它是由OFDM 信号进行周期扩展得到的。只要多径时延超过保护间隔，子载波间的正交性就不会被破坏。2.4.2 OFDM技术的基本算法理论要实现OFDM，需要利用一组正交的信号作为子载波。我们可以以码元周期为T的不归零方波作为基带码型，经调制器调制后送入信道传输。OFDM 调制器和OFDM 解调器分别如图2.7、2.8 所示。编码器串并变换器相加sin(0t) cos(M-1t)sin(M-1t) a(0)b(0)A(m-1)a(M-1)b(M-1)d(t)信道d(m)串行数据cos(0t)图2.7 OFDM调制器并串变换器解码器d(m)串行数据d(t)信道a(0)b(0)a(M-1)b(M-1)cos(0t)sin(0t)cos(M-1t)sin(M-1t)图2.8 OFDM解调器要发送的串行二进制数据经过数据编码器形成了M 个复数序列，此复数序列经过串并变换器变换后得到码元周期为T 的M 路并行码，码型选用不归零方波。用这M 路并行码调制M 个子载波来实现频分复用。在接收端也是由这样一组正交信号在一个码元周期内分别与发送信号进行相关运算实现解调，恢复出原始信号。下面对OFDM的信号流程作较详细地分析，经过BPSK、QPSK、16QAM、64QAM 中的一种数字调制映射得到的串行符号流dn，n0，1，M1，先取M个符号将其分配到M路子信道中，每个符号调制M个子载波(下面用复指数表示为：exp(jkt) ，k=0，1， M-1)中的一个，然后将调制后得到的信号相加，得到OFDM符号再重复上述过程，发送下M个符号。设一个OFDM符号周期为T，子载波间隔为1/T，子载波频率为fi=f0+i/T ，i=0，1，M-1，fi为第i个子载波的频率，均为1/T的整数倍，则调制后一个OFDM的复基带信号为: (2.26)在接收端，主要由混频器和积分器完成解调，在不考虑同步误差及信道干扰的情况下，因为在载波之间相互正交，在一个符号周期内有： (2.27) 则对第k 个在载波进行解调，在一个符号周期内进行积分得 (2.28) 由此看见解调部分能完全恢复原始信号。然而上述方法所需设备非常复杂，当M很大时，需要大量的正弦波发生器，滤波器，调制器和解调器等设备，因此系统非常昂贵。为了降低OFDM 系统的复杂度和成本，通常考虑用离散傅立叶变换(DFT)和反变换(IDFT)来实现上述功能。对(2.29)中等效复基带信号以T/M 的速率进行抽样，即令t=kT/M，(k=0,1,，M-1) ，得到： (2.29) 看见Sk即是对di进行IDFT运算，容易推得在接收端同样可以用DFT恢复原始的数据信 (2.30) 由于DSP技术的发展，在OFDM系统调制解调的实际应用中可以采用快速算法IFFT/FFT实现IDFT/DFT的理论计算，这为OFDM技术的推广创造了极为有利的条件。另外，为消除码间干扰（ISI），在实际OFDM系统中采用插入循环前缀（CP）的方法，即将OFDM符号尾部的一部分复制后放到符号前面，CP使所传输的符号表现出周期性，当CP的持续时间比信号在信道传输延迟时间大时，码间干扰仅仅会干扰OFDM符号体前面的CP从而消除ISI 。2.5 本章小结本章主要介绍了OFDM基带系统的基本原理，为OFDM基带系统的建立提供了理论基础。首先比较单载波系统和多载波系统的差异，OFDM基带系统是一个子载波互相正交的多载波系统；接着在比较多载波系统中的频分复用与正交频分复用的区别，体现出正交频分复用的优势所在。最后，本章还用数学公式演示OFDM基带系统算法是如何实现的。第三章 OFDM基带系统设计并串变换16QAM解调IFFT加CP并串变换去CPFFT16QAM调 制串并变换输入数据输出数据瑞利信道h(t)AWGN信道n(t)串并变换3.1 OFDM基带系统框图图3.1 OFDM基带系统框图从OFDM系统的基本结构可看出，一对离散傅里叶变换是它的核心，它使各子载波相互正交。设OFDM信号发射周期为0，T在这个周期内并行传输的N个符号为(C00,C01,C0,N-1), 其中i为一般复数, 并对应调制星座图中的某一矢量。比如C00=a(0)+j*b(0), a(0)和b(0)分别为所要传输的并行信号, 若将其合为一个复数信号, 很多个这样的复数信号采用快速傅里叶变换, 同时也实现对正交载波的调制, 这就大大加快了信号的处理调制速度(在接收端解调也同样) 。由于实际发送的是复数的实部, 因此在IFFT 的算法中会将处理后的信号都映射为实数, 然后经过射频调制发出。3.2 OFDM基带系统设计过程3.2.1 产生随机序列本次设计所采用的信源是一组由0，1组成的随机序列，所以其比较简单，不像模拟信号一样要进行采样以及信源编码。在MATLAB中，随机序列的产生语句为：BitsLen = (carrier_count-Pilot_count)*log2(modulation_mode); BitsTx = randint(1,BitsLen); 3.2.2串/并变换数据传输的典型形式是串行数据流，符号被连续传输，每一个数据符号的频谱可占据这个可利用的带宽。但在并行数据传输系统中，许多符号被同时传输，减少了那些在串行中出现的问题。在OFDM系统中，将高速输入的串行比特流进行串并变换，转换成若干并行的低速数据流，映射到OFDM符号的不同子载波上进行传输。由于调制模式可以自适应调节，即每个子载波的调试模式是可以变化的，因而每个子载波的比特数也是变化的，所以串并变换需要分配给每个子载波的长度是不一样的。在接收端执行相反的过程，从各个子载波来的数据被转换回原始的串行数据。当一个OFDM符号在多径无线信道中传输时，频率选择性衰落会导致某几组子载波受到相当大的衰减，从而引起比特错误。这些在信道频率响应上的深衰点会造成在邻近的子载波上发射的信息受到破坏，导致在整个符号出现一连串的比特错误。与一大串错误连续出现的情况相比，大多数前向纠错编码在错误分布均匀的情况下会工作的更有效。所以，为了提高系统的性能，大多数系统采用数据加扰作为串并变换工作的一部分。3.2.3基带信号的调制/解调OFDM子载波在进行调制时，是将随机产生数据按照调制度分为长度为ml=4(16QAM)的组，按照格雷编码的方式进行映射，映射后的数据分别作为I信道和Q信道的数据，相加后数据再乘以归一化因子即为调制的结果d： (3.1)16QAM 是正交移幅键控的一种调制方式，有很高的频道利用率。正交移幅键控信号是一种载波键控信号，它有同相和正交两路载波，以幅度键控方式独立地传送数字信息。它的复包络可以写成： (3.2)其中，x(t)、y(t)是多电平基带信号，它们所带的数字信息是独立的，这是正交幅度键控区别于多相移相键控和连续相位键控的一个主要特征。若由四电平正交调幅形成幅度键控信号，其等效基带信号在复平面上的数目为 16，称为16QAM(16 个信号状态)。图 3.2是 16QAM 信号矢量端点图，图中 16 个信号状态排成 44 方阵，每点表示一种状态，每一状态为一矢量(包括幅度与相位)。由图可见