三相电压型PWM整流器设计发言稿.doc

三相电压型PWM整流器设计发言稿 三相电压型PWM整流器可以做到高功率因数，直流电压输出稳定，具有良好的动态性能，并可实现能量的双向流动。 因此,成为当前电力电子领域研究的热点课题之一。 首先,本文根据三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构，阐述了三相电压型PWM整流器的基本工作原理。 其次,介绍三相电压型PWM整流器的控制方法，深入研究三相电压型PWM整流器的空间电压矢量脉宽调制控制方法，进行三相电压型PWM整流器的PI控制调节器的设计。 然后,进行三相电压型PWM整流器系统的仿真研究，建立主电路、空间电压矢量PWM控制模块及PI控制调节器的仿真模型，进行三相电压型PWM整流器整个系统的仿真。 最后,在对三相电压型PWM整流器工作原理及控制方法进行深入分析的基础上，进行了系统的部分硬件结构和主电路参数设计。 实验结果表明,论文所设计的三相电压型PWM整流器实现了高功率因数运行,解决了传统意义上的整流电路中存在谐波含量大、功率因数低等问题，实现了直流侧母线电压的稳定控制,具有良好的工程实用价值。 关键词PWM整流器；空间电压矢量；功率因数；仿真I三相电压型PWM整流器设计DesignofThree-Phase Voltage-Type PWMRectifier Abstract:with thegrowing problemof harmonicpollution andpeople needhigh-performance electricdrive technology,PWM rectifiertechnology iscausing moreand moreattention.Three-phase PWM rectifier voltagecan behigh power factor,DC voltageoutput stability,good dynamicperformance,and canrealize two-way flowof energy.Therefore,the fieldof powerelectronics hasbee thehot issueof research.Firstly,the paperelaborated thebasic principleof workfor thePWM rectifieraording tomain circuittopology ofthree-phase voltage-type PWM rectifier.Secondly,the paperproposed the three-phase voltage-type PWMrectifiers controlstrategy.Based on the controlstrategy ithas studiedthe space voltage vectorpulse widthmodulation controlmethod aswell asdesigned PI regulator forthe three-phase voltage-type PWMrectifier.Then,the three-phase voltage-type PWMrectifier system simulation,the establishmentof themain circuit,the spacevoltage vectorPWM controlof thecontrol moduleand thePIregulatorof thesimulation model,thethree-phase voltage-type PWMrectifier simulationof the entire system.Finally,aording totheentirethree-phase voltagePWMrectifiersystemsimulationthe articlehas carriedonthehardware andmain circuitparameter design.Experimental resultsshow thatthe paperis designedto achievethree-phase voltagePWM converterwith highpower factoroperation,to solvethe traditionalsense ofthe rectifierharmonic contentpresent ina large,the lowpower factorand energyproblems cannotbe feedbackto achievethe energytwo-way flowand astable DCbus voltagecontrol hasgood practicalvalue.Keywords:PWMrectifier;spacevoltagevector;powerfactor;simulation II三相电压型PWM整流器设计第1章绪论1.1引言在现代工业、交通、国防、生活等领域中，很多场合需要大量各种类型的变流装置，这些变流装置将一种频率、幅值、相位的电能变换为另一种频率、幅值、相位的电能，使得用电设备处于理想工作状态，或者满足用电负载某些特殊要求，从而获得最大的技术经济效益。 当今，经过交换处理后再供用户使用的电能在全国总发电量中所占的百分比，已经成为衡量一个国家技术进步的主要标准之一。 晶闸管(SCR)在美国的问世标志着电力电子技术的开端，我国上世纪70年代将其列为节能技术在全国推广。 晶闸管是一种只能控制导通而不能控制关断的半控型开关器件，其在交流传动和变频电源领域中的应用受到了一定的限制。 功率半导体开关器件性能的不断提高，从早期广泛使用的半控型功率半导体开关，发展到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开关，如双极型晶体管(BTT)、门极关断晶闸管(GTO)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、集成门极换向晶闸管(IGCT)、功率场效应晶体管(MOSFET)以及场控制晶闸管(MCT)等。 而20世纪90年代发展起来的智能型功率模块(IPM)则开创了功率半导体开关器件的发展方向。 功率半导体的进步促进了电力电子变流技术的迅速发展，如变频器、逆变电源、高频开关电源等，这些变流装置在国民经济中得到广泛应用。 但是这些变流装置大部分都需要整流环节，以获得直流电压。 常规的整流环节一般采用二极管不可控整流或晶闸管相控整流，并且输出侧常使用大电容或大电感滤波来降低纹波。 传统的整流装置在引起谐波的同时，也会引起系统无功功率的大量流动。 无功功率的增加不仅增加线路损耗，降低发电量和用电设备的利用率，而且冲击性的无功负载，还会使电网电压产生剧烈波动，严重影响供电质量。 二极管整流电路简单、经济可靠。 因此它的应用十分广泛，但是这种整流器的广泛使用也带来了以下几个方面的问题1.二极管整流会使网侧电流波形严重畸变，造成功率因数较低，最高功率因数只可能为0.8左右。 大量无功功率的消耗会给电网带来额外的负担，不仅增加了输电线路的损耗，而且严重地影响了供电质量。 2.对二极管整流器输入电流的频谱进行分析，发现输入电流中含有丰富的低次谐波电流。 3.对于交流变频调速系统，由于二极管的单向导电性，电机制动的再生能量无法回1三相电压型PWM整流器设计馈给电网。 为了装置的安全运行，这部分能量必须通过一定的途径消耗掉。 在中小容量系统中，一般采用能耗制动方式，即通过内置或外加制动电阻的方法将电能消耗在大功率电阻器中，实现电机的四象限运行。 该方法虽然简单，但是有如下缺点:浪费能量，系统效率低；电阻发热严重，影响系统的其他部分正常工作；简单的能耗制动不能及时抑制快速制动产生的泵升电压，限制了性能的提高。 传统晶闸管(SCR)构成的相控整流电路已经非常成熟，并获得了广泛应用，但存在以下几个主要弊端:1.交流侧输入端电流波形畸变严重；2.整流器工作在深度相控状态下，交流侧功率因数极低；3.由换流引起电网电压波形畸变；4.直流侧输出电压波动大；5.由相控整流电源构成的直流调速系统动态响应较慢。 目前解决电网污染的途径主要有两种 （1）.对电网来说，采用在电力系统中加入补偿器来补偿电网中的谐波，如LC滤波器，有源滤波(APF:Active PowerFilter)等。 （2）.设计输入电流为正弦、谐波含量低、功率因数高的整流器。 前者是产生谐波后进行补偿，而后者是消除了谐波源，是解决谐波问题的根本措施。 把PWM技术应用于由MOSFET、IGBT等全控器件组成的整流电路，可运行于高功率因数，甚至能量可以双向流动，真正实现绿色电能转换，因而备受关注。 这种整流器称为PWM整流器，又称为高功率因数变流器。 1.2三相电压型PWM整流器国内外研究的现状随着电力电子技术的发展，功率半导体开关器件性能不断提高，已从早期广泛使用的半控型功率半导体开关发展到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开关，尤其是20世纪90年代发展起来的智能型功率模块(IPM)和功率IC则开创了功率半导体开关器件新的发展方向。 功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子交流技术的迅速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础的各类变流装置，如变频器、逆变电源、不间断电源（UPS)、高频开关电源等各类变流器。 目前，这些变流装置大部分需要整流环节以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不可控整流或晶闸管相控整流，对电网注入了大量谐波及无功功率，造成了严重的电网“污染”。 因此，作为电网主要“污染”源的整流器得到了大家的关注，并开展了大量研究工作，主要是将PWM技术引入整流器的控制之中，使整流器网侧电流正弦化，且运行于高功率因数，甚至实现能量的双向流动。 能量可双向流动的PWM整流器不仅具有整流特性，而且还具有逆变特性，2三相电压型PWM整流器设计所以说PWM整流器是一种新型的可逆PWM变流器。 70年代初，国外就开始了PWM整流逆变技术的基础研究。 80年代后期随着全控器件的问世，采用全控型器件实现PWM高频整流的研究进入高潮。 经过几十年的研究与发展，PWM整流器技术已日趋成熟。 PWM整流器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路，其拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路，PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制，而在主电路类型上，有电压型整流器也有电流型整流器，目前以电压型为主，本文主要讨论电压型整流器。 目前，国内外对于三相电压型PWM整流器的系统的建模分析研究较少，主要是集中于电流控制方法和系统控制策略的实验研究，分析各参数与系统性能之间的关系，并找到改善电流跟踪性能，提高输入功率因数的方法，仿真和实验是主要手段。 三相电压型PWM整流器的网侧电流控制策略主要分成两类:一类是间接控制策略；另一类就是目前研究较多的直接电流控制策略。 间接电流控制实际上就是所谓的“幅相”电流控制，即根据整流器的稳态电压平衡关系，通过控制电压型PWM整流器的交流侧电压基波幅值、相位，进而间接控制其网侧电流，最显著的优点是结构简单，检测量少，无需电流传感器，成本低，实现容易，静态特性良好，但其电流的动态响应慢，适用于对控制性能和动态响应要求不高的场合。 为了提高电压利用率并降低开关损耗，基于空间矢量的PWM控制在电压型PWM整流器电流控制中取得了广泛应用。 直接电流控制策略以其快速的电流响应和鲁棒性得到学术界的广泛关注，并先后研究出不同的控制方案，主要包括以固定开关频率且采用电网电动势前馈的PWM电流控制，以及以快速电流跟踪为特征的滞环电流控制等。 直接电流控制的优点为动态响应速度快、限流容易、控制精度高，缺点是要实现PWM整流器电压矢量控制，需要解决正弦函数和反正切函数等算法，需要复杂的算法(由DSP或多片单片机实现)和调制模块。 在交流源电压一定时，如能直接控制PWM整流器的瞬时有功和无功，同样可达到控制输入电流的效果，这种控制技术称为直接功率控制。 直接功率控制的主要思路是由全控型器件开关状态来估计有功和无功。 当整流器的全控型开关器件在不同的开关状态时，有着不同的瞬时有功和无功，通过控制开关状态，就可以直接对功率进行控制，目前这种控制策略引起了很多研究人员的关注，以直接功率控制为基础的控制算法主要有基于电压的直接功率控制和基于虚拟磁链的直接功率控制。 1.3研究的目的及意义众所周知，电能是现代社会的主要能源，在各行各业中有着最广泛的应用，是人类3三相电压型PWM整流器设计现代文明的重要物质基础之一。 而随着电力电子技术的迅速发展，电力电子设备的应用日益广泛，从而使得电网的谐波污染日益严重。 一方面使电力系统的供电效率下降并且威胁电力系统自身的安全运行，另一方面影响了电力系统的供电质量。 为了避免谐波的危害，保持高的供电品质，许多国家和国际组织出台了治理措施和相关标准，对产生电力污染的用电设备提出了明确的限定。 在这些标准当中，被广泛接受的有IEEE-519标准和IEC555-2标准。 IEEE-519标准和IEC555-2标准(1995年修订后为IEC1000-3-2)对负载产生的谐波进行限制，使负载对电网注入的谐波在规定的范围内。 在我国也有相关的标准颁布，如SD126-84电力系统谐波管理暂行规定，GB/T14549-93(电能质量公用电网谐波)以及GB/Z17625.4-2000电磁兼容限值中、高压电力系统中畸变负荷发射限值的评估等。 目前，抑制谐波电流将电力电网的谐波水平控制在谐波限值标准的范围之内的途径主要有两条:一是对电力电子设备本身进行改造，研究开发高功率因数变流器，使其不产生谐波污染:二是装设补偿装置来抑制谐波的污染和扩散，从而提高电能供电质量。 从长远来看，研究开发高功率因数的变流器，则是一种更为有效和积极的措施。 另外，随着电力传动及控制技术的发展，具有能够节约能源、降低功耗、提高生产效率、改善产品质量等优点的变频调速制系统越来越广泛地应用于工农业等各领域中。 然而，在大多数变频调速控制系统中，通用变频器大都为电压型的交-直-交的电路结构，一般都是先通过二极管不可控的整流电路得到直流，然后通过电容的滤波稳定，最后经过逆变输出电压频率可调的交流电。 一方面通用变频器的二极管不可控整流电路对电网注入了大最谐波及无功功率，造成了电网的严重污染。 另一方面，在频繁正反转的调速系统中，如电梯、矿用提升机、轧钢机、大型龙门刨床等，当电机减速、制动或带有势能的重物下放时，电机处于再生发电状态，由于二极管整流桥能量传输不可逆，产生的再生电能传输到直流侧的滤波电容上，产生泵升电压，过高的泵升电压有可能损坏功率开关器件、滤波电容，为了解决电机处于再生发电时所产生的泵升电压问题，一般都采用能耗制动，将再生的电能转化成热能而白白浪费掉了，这样不但严重浪费能源，而且也不能有效的解决二极管整流的谐波问题。 针对以上问题，本课题所研究的三相电压型PWM整流器具有高功率因数、直流电压稳定控制等特性，解决了传统意义上的整流电路中存在谐波含量大、功率因数低等问题。 目前，随着电力系统理论的发展和对电力系统中所存在问题的深入研究，如无功功率补偿、谐波抑制、负载对电网冲击的抑制等，三相电压型PWM整流器已被广泛用于改造电网污染和提高电能利用率。 另外，三相电压型PWM整流器已被广泛应用于新能源的利用，如用作并网装置时可把本地装置消耗不了的电能回馈到电网，可以以高功率4三相电压型PWM整流器设计因数运行，消除谐波，最终可以提高对风能、太阳能的利用率。 总之，这种整流器性能优越，可以替代传统的整流电路实现装置的“绿色”运行，有着更为广泛的应用前景和重要的研究价值。 1.4本课题所做的工作本课题以三相电压型PWM整流器为研究对象，分析三相电压型PWM整流器的工作原理，介绍一种空间电压矢量脉宽调制间接控制方法，进行系统仿真，具体工作如下1.分析三相电压型PWM整流器的基本工作原理，建立基于开关函数的三相电压型PWM整流器的数学模型。 2.介绍三相电压型PWM整流器的控制方法，在等量坐标变换的基础上，深入研究三相电压型PWM整流器的空间电压矢量脉宽调制控制算法，进行三相电压型PWM整流器的PI控制调节器的设计。 3.进行三相电压型PWM整流器系统的仿真研究，建立主电路、空间电压矢量PWM控制模块及PI控制调节器的仿真模型，进行三相电压型PWM整流器系统的仿真。 4.在对三相电压型PWM整流器的工作原理及控制方法进行深入分析的基础上，根据对三相电压型PWM整流器系统的仿真，从而进行了系统的部分硬件设计。 主要有 （1）功率开关器件的选择设计； （2）交流侧电感的设计； （3）直流侧电容的设计； （4）智能功率模块IPM的隔离驱动电路及保护电路设计。 5三相电压型PWM整流器设计第2章三相电压型PWM整流器的拓扑结构与工作原理从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用的一种AC/DC的变换装置。 整流器的发展经历了由不控整流器、相控整流器到PWM整流器的发展历程。 PWM整流器已对传统的二极管及相控整流器进行了全面改进，其关键性的改进在于用全控型功率开关器件取代了二极管或半控型功率开关器件，以PWM整流器取代了不控整流或者相控整流，从而使得PWM整流器具有了网侧电流正弦控制、网侧功率因数控制、电能双向流动及较快的动态控制响应等优良性能。 2.1三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图2-1所示。 三相电压型PWM整流器的主体包括电压源型整流器和串联连接在电网中的三个大小相等的控制电感L。 三个控制电感L一端连续在三相电源，另一端连接在电压源型整流器的输入端。 电压源型整流器由智能功率模IPM(Intelligent PowerModule)和直流母线电容C组成。 另外，由三个电阻在三个控制电感与三相电源连接处构造电压参考点O。 i dcK aLBLi LK b K cAi a?t?三相电源ai b?t?CR L2.2三相电压型PWM整流器的工作原理对三相电压型PWM整流器的控制，旨在稳定直流侧电压的同时，实现其交流侧在受控功率因数条件下的正弦波电流控制。 由于交流电感的滤波作用，整流器交流侧的输入可近似认为是三相正弦电流，直流侧有大电容稳压，输出呈直流电压源特性，稳态时6CR RRLbi c?t?V d?Ka?KbKc?O图2-1三相电压型PWM整流器主电路N三相电压型PWM整流器设计输出直流母线电压可认为保持不变。 由于交流滤波电感等效电阻及开关器件损耗等效电阻较小，在忽略交流滤波电感及开关器件等效电阻的条件下，根据三相电压型PWM整流电路拓扑结构，三相电压型PWM整流器的单相等效电路和相量图如下所示。 LE V图2-2单相等效电路q&EI&V&LV&图2-3整流状态向量图V&I&V&Lq&E图2-4逆变状态向量图在图2-3与图2-4中，E为电网电动势的电压相量，V为三相电压型PWM整流器的网侧电压相量，V L为交流滤波电感两端间的电压相量，I为交流电源输出的电流相量。 由图2-3和图2-4可见，适当控制V的大小和E之间的相位角?，就能控制输入电流I的大小与相位，就能控制整流器传送能量的大小，就控制了直流侧电压，就能够控制功率因数，甚至实现能量的双向流动。 如何控制输入电流，得到现想的功率因数以及实现能量的双向流动，根本任务在于得到各功率开关器件的控制规律和通断时间。 PWM技术已广泛应用于整流系统以提高功率因数并改善电流波形。 本文基于空间电压矢量脉宽调制原理，通过空间电压矢量PWM控制，在整流器交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压。 该电压与电网电动势共同作用于整流器交流侧，在整流器交流侧形成正弦基波电流，谐波电流则由整流7三相电压型PWM整流器设计器交流侧电感滤除。 在传统的相位幅值控制方式中，在功率因数为1时，控制角与控制电压矢量V的计算是完全根据矢量图并依赖于主电路参数如下式2V?（I?L）?E2(0-1)(0-2)?arctanI?L E式中?为交流电源电压的角频率,I为交流电源的电流的幅值,V为整流器的网侧控制电压幅值，E为交流电源电压的幅值,?为控制相位角,L为网侧滤波电感值。 由式(2-1)和(2-2)的运算量较大并且与主电路参数相关联，不易实现实时控制，系统存在受主电路参数影响的局限性。 本文提出的控制方法是将PI调节器的输出作为相位角?的给定，而相位角?作为被指对象的输入变量，依据能量守恒原则和系统的调节关系以及矢量关系确定控制算法，这样就实现了对整流器网侧控制电压V的相位的控制，系统闭环结构框图如图2-5所示。 abcU*dc+-U dcdqPI控制器e aebe cu aDqu b移相?u*a?e?j?u*b空间电压矢量调制直流电压检测图2-5系统闭环结构框图对于网侧控制电压幅值，根据空间电压矢量脉宽调制控制原理有m?3V dcV*(0-3)式中m为SVPWM调制系数(m?l)，V dc为直流母线电压，V*为调制电压空间矢量。 令V*=E，由式(2-3)得m?3V dc8E(0-4)三相电压型PWM整流器设计依据式(2-4)，根据电压空间矢量脉宽调制原理，便可得到与交流电源电压幅值相等而相位相差?的整流器网侧控制电压。 又由图2-3和图2-4，在V?E条件下，交流电源电压E与电流I的夹角为?率因数为(整流运行)或(?)(逆变运行)，则整流器的功22?cos?2?cos?2?(0-5)由式（2-5)可知，通过限制?的大小,便可实现对功率因数的控制。 本文中对?的取值大小作如下限定0?6(0-6)由式(2-5)和式(2-6)得，功率因数的大小范围为0.96593?1(0-7)因此，本文三相电压型PWM整流器的工作原理是通过控制电感L的引入，将高功率因数控制和直流母线电压稳定控制问题转化为电感端电压的控制问题。 根据电网三相电源E的特性来调节整流器网侧电压V以控制电感电压V L，从而实现对输入电流I的大小与相位的控制，从而控制了整流器传送能量的大小及直流侧电压，并且实现高功率因数控制。 2.3本章小结本章首先介绍了三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构，然后根据三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构，阐述了三相电压型PWM整流器的工作原理，通过分析可知，适当控制V的大小与E之间的相位角?，就能控制输入电流的大小与相位，从而控制了整流器传送能量的大小及直流侧电压，就能够实现高功率因数控制。 9三相电压型PWM整流器设计第3章三相电压型PWM整流器的控制方法与系统仿真的研究3.1三相电压型PWM整流器的控制方法对三相电压型PWM整流器的控制，旨在稳定直流侧电压的同时，实现其交流侧在受控功率因数条件下的正弦波电流控制。 目前，三相电压型PWM整流器的电流控制技术主要分为两大类，即直接电流控制和间接电流控制。 直接电流控制以快速电流反馈控制为特征，如滞环电流控制、固定开关频率电流控制、空间矢量电流控制等。 这类控制可以获得较高品质的电流响应，但控制结构和算法十分复杂。 间接电流控制技术实质上是，通过PWM控制，在三相电压型PWM整流器桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压，该PWM电压与电网电动势共同作用于三相电压型PWM整流器交流侧，并在交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由交流侧电感滤除。 由于这种控制方案通过直接控制整流器交流侧电压进而达到控制交流侧电流的目的，因而是一种间接电流控制方式。 间接电流控制在控制系统中通过控制调制电压的幅值及其与电源电压的相对位移来控制输出直流电压和功率因数，尽管它动态响应稍慢，还存在瞬态直流电流偏移，但它具有简单的控制结构和良好的开关特性，检测量少，无需电流传感器，成本低，易于数字化实现，适用于对控制性能和动态响应要求不高的场合，具有良好的工程实用价值。 本文采用间接电流控制方法，对整流器直流侧电压稳定控制的同时，实现高功率因数控制。 如何控制输入电流，得到理想的功率因数以及实现直流母线电压稳定和能量的双向流动，根本任务在于得到各功率开关器件的控制规律和通断时间。 PWM技术已广泛应用于整流系统以提高功率因数并改善电流波形，本文基于空间电压矢量脉宽调制原理，通过空间电压矢量PWM控制，在整流器桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压，该电压与电网电动势共同作用于整流器交流侧控制电感，实现输入电流控制。 3.2等量坐标变换等量坐标交换，是指在某一坐标系中的通用矢量与变换后的另一坐标系中的通用矢量相等的坐标变换。 下面以电压矢量U为例，说明从三相对称静止坐标系(a，b，c)到两相正交静止坐标系（d，q）的交换。 图3.1表示了三相对称静止坐标系(a，b，c)与两相正交静止坐标系(d，q)的空间位置关系。 其中d轴与a轴重合，而q轴超前a轴90角。 10三相电压型PWM整流器设计q ucbu qUquu abua ddc图3-1坐标系(a，b，c)与坐标系(d，q)若U与d轴的夹角为?，则U与d、q轴上的投影满足?u d?u mcos?u q?u m sin?u m?u2d?u2q另外，U在a、b、c轴上的投影为?u a?u mcos?2?u?b?u mcos?3?u?u2?c mcos?3?由式（3-2）得?ua?u mcos?u?1u cos?3u?b2m2msin?uc?12u mcos?32u msin?联立式(3-1)-(3-3)得?u d=u?a?u q=（ua+2u b）/311(0-8)(0-9)(0-10)(0-11)三相电压型PWM整流器设计3.3三相电压型PWM整流器的空间电压矢量脉宽调制方法3.3.1三相电压型PWM整流器空间电压矢量分布电压型PWM整流器空间电压矢量述了三相PWM整流器交流侧相电压（v aO、v bO、v cO）复平面上的空间分布，有:?1?v?S?S?S?S?b c?v dc?aO?a3a?1?v?S?S?S?S?bO?b ab c?v dc3?1?v?S?v dc?S a?S b?S c?cO?c?3?(0-12)式中Sa、S b、S c三相单极性逻辑开关函数。 将2?8种开关函数代入式（3-5）,记得到相应的三相电压型PWM整流器交流侧电压值，如表3-1所示。 表3-1不同开关组合是的电压值3S a00001111S b00110011S c01010101v aO0v bO0v cO0V kV0-v dc-v dc333333-v dc2v dc333332v dc-v dc33V5V3V4V1V6V2V7-2v dc2v dcv dc-v dcv dc-v dc33v dcv dc-2v dcv dc3v dc3-2v dc0300由表3-1可以看出，三相电压型PWM整流不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2v dc/3的空间电压矢量在复平面上表示出来，由于三相电压型PWM整流器开关12三相电压型PWM整流器设计3的有限组合，因而其空间电压矢量只有2?8条，如图3-6所示。 其中，V0 (000)、V7的 (111)由于模为零而称为零矢量。 bV3 (010)I&mV2 (011)V4 (110)V0 (000)V1 (001)0V5 (100)V7 (111)V6 (101)ac图3-2三相电压型PWM整流器空间电压矢量分布图可见，某一开关组合就对应一条空间矢量，该开关组合时的v aO、v bO、v cO即为该空间矢量在三轴(a，b，c)上的投影。 则复平面上三相电压型PWM整流器空间电压矢量Vk可定义为2j(k?1)?3?V k?v dce?（k=1，2,，6）(0-13)3?V0,7?0?上式可写成开关函数形式，即V m?2j2?j2?3v dcS a?S be3?S ce(m=0，1，7)(0-14)3?对于任意给定的三相基波电压瞬时值v aO、v bO、v cO，若考虑三相为平衡系统，即v aO?v bO?v cO?0,则可在复平面内定义电压空间矢量j2?j2?23V?v aO?v bOe?v cOe3?3?(0-15)由式(3-8)可以看出，如果v aO、v bO、v cO是角频率为?的三相对称正弦波电压，那么矢量V即为模为相电压峰值，且以角频率?按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量在三相坐标轴(a，b，c)上的投影就是对称的三相正弦量。 13三相电压型PWM整流器设计3.3.2空间电压矢量的合成三相电压型PWM整流器空间电压矢量共有8条，除2条零矢量外，其余6条非零矢量对称均匀分布在复平面上。 对于任一给定的空间电压矢量V*，均可由8条三相电压型PWM整流器空间电压矢量合成，如图3-3所示。 6条模为2v dc/3的空间电压矢量将复平面均分成六个扇形区域I-VI。 对于任一扇形区域中的电压矢量，均可由该扇形区两边的空间电压矢量来合成。 如果V*在复平面上匀速旋转，就对应得到了三相对称的正弦量。 实际上，由于开关频率和矢量组合的限制，V*的合成矢量只能以某一步进速度旋转，从而使矢量端点运动轨迹为一多边形准圆轨迹。 显然，PWM开关频率越高，多边形准圆轨迹就越接近圆。 V3 (010)I mV2 (011)V*V4 (110)V0 (000)T2V2T sV1 (001)R eV7 (111)OT1V1T sV5 (100)图3-3空间电压矢量分区及合成V6 (101)图3-3中，若V*在I区时，V*可由V 1、V2和V0,7合成，依据平行四边形法则，有T2?T1*V?V?V vaO?T1T2s?s?T?T?T?T20,7s?1(0-16)式中T 1、T2矢量V 1、V2一个开关周期中的持续时间；T sPWM开关周期。 令矢量V0,7的持续时间为T0,7，则14三相电压型PWM整流器设计T1?T2?T0,7?T s令矢量V*与V1间的夹角为?，由正弦定理，则(0-17)V*2?sin3又因为V1?V2?T2V2T ssin?T1V1T ssin(?3(0-18)?)2v dc，则联立式(3-10)、(3-11)得3?3T?mT sin(?)?1s?T?mT sin?s?2?T0,7?T s?T1?T2(0-19)式中m空间电压矢量PWM调制系数(m?l)，并且m?3V*?(0-20)对于零矢量的选择，主要是考虑选择V0或V7应使开关状态变化尽可能少，以降低开关损耗。 在一个开关周期中，令零矢量插入时间为T0,7，若其中插入V0的时间为T0?kT0,7，则插入V7的时间则为T7?1?k?T0,7,其中0?k?1。 3.3.3基于正交坐标系（?,?)的空间电压矢量PWM算法由3.3.1分析可知，由三相电压型PWM整流器开关的有限组合所决定的8条空间电压矢量如图3-4所示。 U120?010?U60?011?O111?111?U180?110?O000?000?U0?001?U240?100?U300?101?图3-4空间电压矢量分布15三相电压型PWM整流器设计由图3-5知，当目标电压矢量U out在包括U0和U60的扇区时，U out可由它们来表示，即?T?T1?T3?T0?T3T1U out?U0?U60?T TU60 (011)(0-21)bU bU outT3U0T60oaU bT1U0TU0 (001)图3-5目标空间电压矢量合成在这里，T 1、T3是矢量U0和U60在一个开关周期中的持续时间，T是PWM开关周期，T0是零矢量持续时间。 由图3-5，可得如下算式:T1?U?U sin?T603?U?T1U?T3U cos?060?T T3?(0-22)2v由3.3.2分析，图3-4中所有空间电压矢量的幅值为v dc，由相电压的最大值dc33归一化，则空间电压矢量的幅值为2，所以U0=U60=2，则由式(3-15)得33?T?3U?U?12?T3?U?(0-23)在这里，U?、U?也是由相电压的最大值vdc3归一化得到的值，由式（3-16)可得T11?t?3U?U?1T2?t?T3?U2?T?(0-24)16三相电压型PWM整流器设计同理，如果U out在包括了U60和U120的扇形区内，这两个空间电压矢量持续的时间为T21?t?1T2?t?T3?12?T2?3U?U?3U?U?(0-25)在这里，T2是U120在一个开关周期中的持续时间。 现定义X、Y、Z如下式?X?U?Y?13U?U?2?1?Z?3U?U?2?(0-26)?则当U out在包括了U0和U60的扇形时，t1?Z，t2?X,Uout在包括了U60和U120的扇区内时，t1?Z,t2?Y。 同理，经计算可得t 1、t2在不同的扇区时的取值，具体如表3-2所示。 表3-2不同扇形区的t 1、t2值扇区U0,U60U300,U120U120,U180U180,U240U240,U300U300,U0Z YX-Y-X Z-Y-Z Y-X t1t2-Z X由式（3-8），作如下定义?Vref1?U?V?1(3U?U)?ref22?V ref3?1(3U?U?)?2(0-27)如果V ref1?0，令a=l，否则a=0；如果V ref2?0，令b=1，否则b=0；如果V ref3?0，则令c=l，否则c=0。 则使s=a+2xb+4xc，s即为空间电压矢量所在的扇区，对应关系如表3-3所示。 表3-3扇区对应表U120U120，U180U180，U240U240，U300U300，U0扇区U0，U60U300，s31517462三相电压型PWM整流器设计那么变量t aon、t bon、t con可通过下式计算1?t1?t2?t?aon2?t?t?t?bon aon1?t con?t bon?t2则整流器控制信号对应的占空比如表3-4所示。 表3-4占空比对应关系(0-28)扇区U0,U60U300,U120U120,U180U180,U240U240,U300U300,U0T aT bT ct aont bont aont cont aont cont bont aont bont cont aont aont bont cont cont bont cont bon本文所采用的空间电压矢量PWM调制方式如图3-6所示，图3-6是当目标电压矢量Uout在包括U0和U60的扇区时的波形。 T cTbT atcont bontaontPWM1PWM2PWM3ttT0,7V0T12T224T0,7V74T0,74T22T12T0,7V0t4V1V2T sV7V2V1图3-6空间电压矢量PWM调制方式图3.3.4SVPWM与SPWM控制的比较常规的SPWM控制是将三角载波和对称的三相正弦调制波比较生成PWM波形，这实际上是一种相电压控制方式。 当调制比m=1时，三相电压型PWM整流器相电压峰值为vdc，而线电压峰值为23vdc2。 *对于三相电压型PWM整流器空间电压矢量PWM(SVPWM)控制，当参考矢量V位18三相电压型PWM整流器设计于I区间时，由式(3-14)、(3-15)分析易得SVPWM线性调制时的约束条件为将式(3-14)、(3-15)代入，得V*?T1?T2?T s(0-29)3cos（-?）6V dc?(0-30)若对于任意的?值，式(3-23)带入均成立，则V*?V dc3(0-31)，与当采用SVPWM控制时，三相电压型PWM整流器相电压峰值的最大值为V dcSPWM控制时的最大相电压峰值3V dc2相比，SVPWM控制将电压利用率提高15.47%。 依次变动V*所在区间，所得结论不变。 因而，与常规的SPWM控制相比，SVPWM控制具有电压利用率高的