英飞凌IGBT模块应用笔记.docx

英飞凌IGBT模块应用笔记目录1 摘要2 导言2.1 数据表的状态2.2 型号命名规则3 数据表参数IGBT3.1 集电极-发射极电压VCES3.2 总功率损耗集电极-发射极电压Ptot3.3 集电极电流IC3.4 重复性集电极峰值电流ICRM3.5 反向偏压安全运行区域RBSOA3.6 典型输出和传递特性3.6.1 IGBT器件结构以及IGBT与功率MOSFET在输出特性上的区别3.6.2 传递特性和输出特性（IGBT数据表）3.7 寄生电容3.7.1 测定电路3.7.2 栅极电荷Qg和栅极电流3.7.3 寄生导通效应3.8 开关时间3.9 短路3.10 泄漏电流ICES和IGES3.11 热特性4 数据表参数二极管4.1 正向电流IF和正向特性4.2 重复性峰值正向电流IFRM4.3 反向恢复4.4 特热性5 数据表参数NTC热敏电阻5.1 NTC阻值5.2 B值6 数据表参数模块6.1 绝缘电压VISOL6.2 杂散电感LS6.3 模块电阻RCC+EE6.4 冷却回路6.5 安装扭矩M7 参考资料1 摘要注释： 本应用笔记中给出的下列信息仅作为关于实现该器件的建议，不得被视为就该器件的任何特定功能、条件或质量作出的任何说明或保证。本应用笔记旨在对IGBT模块的数据表中给出的参数和图表予以解释。本应用笔记有助于要求使用IGBT模块的功率电子元件的设计者正确地使用该数据表，并为其提供背景信息。文章来源：/jc/255.html2 导言数据表中提及的每一项参数都给出了尽可能详细地表明该模块的特性的值。一方面，有了这些信息，设计者应当能够对不同竞争对手提供的器件进行相互比较，另一方面，根据这些信息，设计者应当足以理解该器件的局限性所在。本文档有助于更加深刻地理解数据表中标示的参数和特性。本文档解释了这些参数与诸如温度等条件的影响之间的相互作用。提及动态特性试验的数据表值，如开关损耗，均与具备确定的杂散电感和栅极电阻等等值的特定试验设置有关。因此，这些值可能与最终用户应用的值有所不同。随附图形、表格和说明，均以FS800R07A2E3的数据表（编写于2009年4月20日的版本1.4）为例。所示值和特性不可用于二次开发活动。2.1 数据表的状态取决于产品开发的状态，相关技术信息包含： 目标数据 初步数据 最终数据目标数据描述了未来产品的设计目标。初步数据基于利用系列工具生产出的元件。制造过程接近于生产活动，但部分活动是在实验室中完成的。在未来的开发过程中，机械特性、热性能和电气特性等数据可能略有变化。可靠性和使用寿命在一定程度上，但未最终获得IGBT模块认可。最终数据基于最终元件。制作过程在考虑了用于量产的生产工具的系列条件下完成。机械特性、热性能和电气特性等数据是固定的。可靠性和使用寿命获得认可和放行。2.2 型号命名规则芯片类型模块类型闭锁电压导通类型额定电流模块拓扑3 数据表参数IGBT3.1 集电极-发射极电压VCES规定的允许峰值集电极-发射极电压是25C 结温条件下的值（请参见图1）。这个值随着温度的降低而下降，系数约为：图1 IGBT 的集电极-发射极电压（摘自数据表）3.2 总功率损耗集电极-发射极电压Ptot这个参数描述了下列情况下的最大功率损耗： 如果电源模块采用了针翅（PinFin）结构（RthJF），冷却液温度（图2） 如果电源模块采用了平板基板或未采用基板（RthJC），模块外壳温度因此，一般而言，可以根据如下等式，计算出总功率损耗：本文所讨论的的HybridPACK2IGBT模块是一个采用针翅结构的电源模块。功率损耗与结温和冷却液以及结与冷却液之间的热阻有关（等式（2）。在最高25C 的冷却液温度范围内，规定的功率损耗为其最大值（等式（3）。随着冷却液温度的升高，功率损耗反而降低。图2 Ptot 最高额定值（摘自数据表）可以分别计算出二极管芯片的可能的功率损耗。然而，等式（2）和等式（3）必须使用二极管的结到冷却液热阻。请注意，如果冷却液温度为25C，则结温高于25C。因此，看起来采用针翅结构的电源模块的额定电流，低于采用平板基板的电源模块的额定电流。但由于考虑了结到散热器热阻，针翅结构的优势变得显而易见。在第3.11 节，将更加详细地介绍电源模块的热性能。3.3 集电极电流IC根据总功率损耗，可以利用等式（4），计算出电源模块的最高额定集电极电流。这样，为了给出电源模块的额定电流，必须明确说明相应的结温和冷却液温度，例如图3 所示。请注意，不是在确定的温度条件下给出的额定电流，在技术上根本没有意义。由于在等式（4）中，IC 是未知的，因此VCE sat IC 也是未知的，但通过简单的迭代，即可计算得到5。额定集电极连续直流电流，是按VCE sat 最大值计算得到的，在考虑了元件容差的情况下，可确保规定的额定电流。图3 集电极直流电流（摘自数据表）3.4 重复性集电极峰值电流ICRM在应用中，可以短时间超过标称额定电流。在数据表中，这个电流被定义为规定脉冲持续时间内的重复性集电极峰值电流（请参见图4）。理论上，如果过流状态的持续时间是确定的，则可以根据可能的功率损耗和热阻Zth，推导出这个值。然而，这个理论值并未考虑到任何焊接线、母线排和电源接头等等的限制。因此，相比于从理论上计算得到的值，数据表中给出的值相当低，但这个值阐明了在考虑到电源模块的所有实际局限性的情况下的可靠运行性能。图4 重复性集电极峰值电流（摘自数据表）3.5 反向偏压安全运行区域RBSOA反向偏压安全运行区域是指，电源模块的IGBT 在关断时的安全运行条件。由于在开关过程中，未超过规定的最高结温，因此，在其规定的闭锁电压范围内，可以用最高两倍于其标称额定电流的驱动电流，驱动该芯片。归因于杂散电感，电源模块的安全运行区域是有限的。随着开关电流的提高，允许的集电极-发射极电压反而降低。此外，这种下降，严重依赖于与系统有关的参数，如DC-Link 电容器的杂散电感和开关瞬态过程中的换流斜率。假定，DC-Link 电容器非常适于在这个运行区域内工作。换流斜率则可根据规定的栅极电阻和栅极驱动电压来确定，如图5 中的试验参数所注明。图5 反向偏压安全运行区域（摘自数据表）3.6 典型输出和传递特性典型输出和传递特性数据可用于计算IGBT 的传导损耗。为了有助于更加深刻地理解这些参数，简要探讨了IGBT 器件结构以及其与功率MOSFET 在输出特性上的区别。然后，解释了IGBT 模块的数据表参数。3.6.1 IGBT 器件结构以及IGBT 与功率MOSFET 在输出特性上的区别图6 沟道场终止IGBT 和双晶体管等效电路（a）。IGBT 与功率MOSFET 的输出特性之比较（b）。图6a 所示为搭载了简化的双晶体管等效电路的沟道场终止IGBT 的结构。当IGBT处于导通状态时，位于IGBT 的集电极侧的PNP 双极晶体管的PN 结，引起二极管电压降。IGBT 内在的双极晶体管被MOSFET 驱动。因此，栅极驱动特性与功率MOSFET 极为相似。但输出特性则有所不同，如图6b示意图所示。该图所示为，在两种不同的结温条件下，这两种器件在导通状态下的特性。如图6b所示，归因于其内在的体二极管，在负的漏源电压的作用下，MOSFET处于反向导通状态。IGBT不具备体二极管，因此如果要求实现这种运行模式，就必须使用反向并联二极管。其优势是，可以针对IGBT，单独优化该外接二极管。在导通状态下（即，正的漏源电压或集电极-发射极电压），这两种器件的主要区别是，MOSFET是一个单极器件，所产生的输出特性可以用电阻值（Rds(on)）来表示。较之于MOSFET，IGBT具备二极管电压降。因此，在极轻负载条件下（如图6b中的工作点1所示），MOSFET的传导损耗总是低于IGBT。但输出特性取决于结温。通常，当结温从25C升高至150C时，MOSFET的通态电阻Rds(on)会增加约一倍。对比之下，IGBT的温度系数低得多。在轻负载条件下，由于PN结上的电压降较低，随着温度的升高，传导损耗甚至会降低（请参见图6b中电流值在工作点2以下的曲线）。当电流高于该值时，阻值的增加更为显著。归因于此，高电流IGBT电源模块可以并且通常要求并联若干个IGBT。图6 沟道场终止IGBT 和双晶体管等效电路（a）。IGBT 与功率MOSFET 的输出特性之比较（b）3.6.2 传递特性和输出特性（IGBT 数据表）传递特性表明，随着结温的升高，导通阈值电压反而降低，如图7 所示。由于导通阈值电压远高于零，即使使用了零栅极驱动电压，较高结温也不会自动导通IGBT。图7 典型传递特性（摘自数据表）正如第3.6.1 节所讨论，IGBT 的输出特性取决于结温。图8a 所示为，在不同结温条件下，处于导通状态的IGBT 的集电极电流随集电极-发射极电压而变化的情况。当电流值低于约300 A 时，传导损耗随温度的升高而降低。当电流高于该值时，传导损耗略微增加。在本例中，在标称额定电流（800 A）条件下，传导损耗增加了15%左右，并且结温从25C 升高至150C。图8 不同结温（a）和栅极-发射极电压（b）条件下的典型输出特性（摘自数据表）图8b 所示为，不同栅极-发射极电压条件下的典型输出特性。IGBT 不应以线性模式运行，因为这会导致过高传导损耗。如果不限制功率损耗的值和时间，那么，该器件可能发生故障。将15 V 作为典型栅极驱动电压，只会在开关瞬态过程中，短暂地出现这样的线性模式，对IGBT 而言，这是正常工作条件。3.7 寄生电容IGBT的动态特性受寄生电容的影响。图9 所示为采用三个电容时的常见行为模式。图中所示的输入电容Cies 和反向传递电容Cres，有助于栅极驱动电路选型。输出电容Coss 限制了开关瞬态过程中的dV/dt，由此，在使用IGBT的应用中，与Coss 有关的功率损耗通常可以忽略不计。图9 IGBT 的寄生电容3.7.1 测定电路寄生电容值严重依赖于IGBT 的工作点（即，取决于电压）。为了测定偏压栅极或集电极-发射极电压条件下的这些电容，采用了下列测定电路（请参见图10）。输入电容Cies（图10a）：在偏压集电极-发射极电压为典型值25V 的条件下，测定输入电容Cies。通常将栅极-发射极电压设置为零。借助感应器，使栅极-发射极电压源输出的交流电流，远离电容电桥。输出电容Coss（图10b）：在偏压集电极-发射极电压条件下，测定输出电容Coss。借助感应器，使集电极-发射极电压源输出的交流电流，远离电容电桥.反向传递电容Cres（图10c）：在偏压集电极-发射极电压为典型值25V 的条件下，测定反向传递电容Cres。通常将栅极-发射极电压设置为零。借助感应器，使栅极-发射极和集电极-发射极电压源输出的交流电流，远离电容电桥。图10 用于测定输入电容Cies（a）、输出电容Coss（b）和反向传递电容Cres（c）的基本电路图3.7.2 栅极电荷Qg 和栅极电流栅极电荷值，有助于设计栅极驱动电路。可以根据栅极电荷、栅极驱动电压和开关频率等数据，计算出栅极驱动电路必须实现的平均输出功率（等式（5）。以10 kHz 和15 V 正负栅极驱动电压为例，可以利用等式（6），计算出所要求的栅极驱动电路输出功率。（图11）图11 栅极电荷和内置栅极晶体管（摘自数据表）根据栅极驱动电压和栅极电阻，可以计算出理论上的栅极驱动峰值电流。栅极电阻阻值是外部和内部栅极驱动电阻之和（等式（7），图11）：事实上，由于受限于实际栅极驱动电路的杂散电感和非理想开关瞬态过程，这个峰值电流是实现不了的。3.7.3 寄生导通效应根据数据表中标示的IGBT 的寄生电容，可以分析dV/dt 引起的寄生导通现象。可能的寄生导通现象，是由集电极-栅极和栅极-发射极之间的固有容性分压器引起的（请参见图9）。考虑到集电极-发射极上的较高瞬态电压，这个固有的容性分压器比受限于寄生电感的外接栅极驱动电路快得多。因此，即使栅极驱动器关断了IGBT，即，在零栅极-发射极电压状态下，瞬态集电极-发射极电压也会引起与驱动电压不相等的栅极-发射极电压。忽略栅极驱动电路的影响，可以利用以下等式，计算出栅极-发射极电压：因此，商数Cres/Cies 应当尽可能低，以避免dV/dt 引起寄生导通现象（商数约为35，请参见图12）。此外，输入电容应当尽可能低，以避免栅极驱动损耗。图12 IGBT 的寄生电容（摘自数据表）数据表中给出的寄生电容是在恒定的25 V 集电极-发射极电压条件下的值（请参见图12）。栅极-发射极电容约为该恒定集电极-发射极电压条件下的值（等式（9）。反向传递电容严重依赖于集电极-发射极电压，可以利用等式（10）估算得到（请参见图13）：图13 利用等式（9）和（10）计算得到的不同集电极-发射极电压条件下的输入和反向传递电容近似值所以，防止dV/dt引起的寄生导通现象的稳定性，随集电极-发射极电压的升高而增强（请参见等式（8）。低阻抗（即，低杂散电感）栅极驱动电路，也可最大限度地降低发生寄生导通事件的风险。3.8 开关时间数据表中给出的开关时间，为确定半桥配置中的互补器件的接通与关断之间的恰当空载时间，提供了有用信息。关于设置恰当的空载时间的更多信息，请参阅参考资料1。数据表中给出的开关时间的定义如下，如图14中的示意图所示。 接通延时（td on）：10%栅极-发射极电压，至10%集电极电流 升高时间（tr）：10%集电极电流，至90%集电极电流 关断延时（td off）：90%栅极-发射极电压，至90%集电极电流 下降时间（tf）：90%集电极电流，至10%集电极电流开关时间不能提供关于开关损耗的可靠信息，因为电压升高时间和下降时间以及电流拖尾均未确定。因此，每个脉冲造成的功率损耗需单独确定。图14 开关波形示意图以及开关时间和功率损耗定义在数据表中，将每个脉冲造成的开关损耗定义为如下积分：积分范围t1 和t2 为： 每个脉冲造成的接通功率损耗（Eon）：10%集电极电流，至2%集电极-发射极电压 每个脉冲造成的关断功率损耗（Eoff）：10%集电极-发射极电压，至2%集电极电流这样，开关时间和每个脉冲造成的功率损耗，严重依赖于多种不同的针对特定应用的工作条件，如栅极驱动电路、布局、栅极电阻、开关电压和电流以及结温等。因此，数据表中的值仅为表明电源模块的开关性能。如需更加精确的值，则有必要考虑针对特定应用的参数，进行详尽的模拟，或进行试验研究。通常，按照正常工作条件，确定不同温度下的开关时间和每个脉冲造成的功率损耗（图15）。通过确定每个脉冲造成的功率损耗，随集电极电流和栅极电阻而变化的情况（图16），可以表明在典型工作条件下的开关性能。图15 开关时间和功率损耗（摘自数据表）图16 每个脉冲造成的功率损耗，随集电极电流和栅极电阻而变化的情况（摘自数据表）3.9 短路短路特性严重依赖于针对特定应用的参数，如结温、杂散电感、栅极驱动电路和短路电阻等。为了确定器件的短路特性，使用了如图17a 所示的试验设置。其中，一个IGBT 短路，而另一个IGBT 则由一个脉冲驱动。相应的典型电压和电流波形如图17b 所示。处于导通状态的IGBT 中的电流，以一个取决于寄生电感和DC-Link 电压的电流斜率，快速增加。由于IGBT 的饱和压降低，该电流的最高值不超过标称电流的5 倍左右（对于IGBT3），而集电极-发射极电压则保持在高电平。在这个短路过程中，受较高电流及由此引起的功率损耗的影响，芯片温度升高。由于芯片温度的升高，在短路状态下工作时电流略有降低。在规定的时间tp，IGBT 被关断，以避免器件故障。图17 短路试验设置（a）和短路试验过程中的典型电压/电流波形（b）在短路试验中测得的数据和所采用的参数均在数据表中注明（请参见图18）。图18 短路数据（摘自数据表）3.10 泄漏电流ICES 和IGES必须考虑两种主要的泄漏电流。当IGBT 处于闭锁模式时，集电极-发射极截止电流值，确保了泄漏电流的上限。在最高栅极-发射极电压条件下，测得栅极-发射极泄漏电流。当超出这个值时，栅极氧化层将发生故障，引起器件故障。图19 泄漏电流（摘自数据表）3.11 热特性如果不规定温度以及热阻，第3.2 节和第3.3 节中讨论的功率损耗值和额定电流值是没有意义的。因此，为了比较不同的器件，还有必要比较其热特性。关于结温的定义的信息，请参阅参考资料3和参考资料2中讨论的热模拟。下面探讨了一些相关方面，以便设计者更加深刻地理解数据表中的参数的含义。在标示采用平板基板或分立式器件的电源模块的特性时，将注明结温、壳温和散热器温度。本文所讨论的电源模块采用了具备针翅结构的基板，通过冷却液进行散热。因此，冷却液温度相当于通常定义的散热器温度。所以，数据表中规定了结到冷却液热阻（图20），由此，这个值取决于冷却剂及流速（图21a）。图20 IGBT 的结到冷却液热阻（摘自数据表）请注意，在比较不同电源模块的性能时，必须考虑其结到冷却液热阻或结到散热器热阻。图21 热阻（a）和瞬态结到冷却液热阻（b）（摘自数据表）该电源模块由具备特定的热容和热阻的不同材料构成。因此，当频率较高时，热阻低于静态热阻。热阻的模型如图22 所示。数据表中标示了这个热阻模型的系数（图21b），由此，可以利用如下等式，计算出热容值：图22 瞬态热阻模型4 数据表参数二极管4.1 正向电流IF 和正向特性二极管正向电流的计算方法，类似于IGBT额定电流（请参见第3.3 节），其中，必须使用二极管的RthJF：图23 所示为所实现的二极管在不同结温条件下的典型正向特性。图中可以看出，二极管正向电压降的温度系数为负，这是少数载流子器件的特性。因此，二极管的传导损耗随温度的升高反而降低。图23 二极管的正向特性（摘自数据表）4.2 重复性峰值正向电流IFRM数据表中关于二极管的重复性峰值正向电流的规定，与IGBT 相对应。更多信息请参见第3.4 节。4.3 反向恢复当二极管处于导通状态时，PN 结被施以正向偏压（图24）。N 区中的空穴被注入电子，形成少数载流子，最终与从N 区注入的电子相结合。在二极管转换为闭锁模式之前，必须采用主动手段或被动手段，通过重新结合，减少存储在N 区中的少数电荷。两种机制同时发生。被主动移除的少数电荷被称为“恢复电荷”（Qr）。这种电荷导致半桥中的互补开关在接通瞬态过程中发生电流过冲，并产生功率损耗。图24 正向偏压状态下的功率二极管图25 所示为软恢复（发射极可控）二极管在关断瞬态过程中的电流和电压波形示意图。数据表中标示的峰值反向恢复电流IRM（图26）的定义是，负电流峰值绝对值与零电流之差。数据表中标示的恢复电荷Qr（图26）是积分：积分范围为二极管零电流和峰值反向恢复电流的2%，如图25 所示。图25 软恢复二极管在关断瞬态过程中的电流和电压波形示意图可以根据每个脉冲恢复的电量，计算出反向恢复过程造成的功率损耗。恢复电量被定义为如下积分：积分范围为二极管反向电压的10%和峰值反向恢复电流的2%。图26 反向恢复电流、电荷和电量（摘自数据表）所恢复的电荷，以及二极管反向恢复过程造成的功率损耗，严重依赖于结温以及换流斜率。为了表明特定应用的功率损耗，数据表中将每个二极管关断脉冲导致的功率损耗标示为，二极管正向电流及开关IGBT的栅极电阻的函数。栅极电阻的变化与换流斜率的变化相同。图27 每个脉冲造成的反向恢复功率损耗，随二极管通态电流和栅极电阻而变化的情况（摘自数据表）4.4 特热性在数据表中，对二极管的热特性的标示类似于IGBT。更多信息请参见第3.11 节。5 数据表参数NTC 热敏电阻5.1 NTC 阻值功率电子器件的一个最重要的参数是，芯片温度。在大多数情况下，芯片温度由NTC 热敏电阻，间接测得。通过测定NTC 的温度，再利用热模型，即可计算出芯片的温度。关于热模型和温度测定的更多信息，请参阅参考资料4。利用NTC 温度T2 的函数，即可算出NTC 的阻值：数据表中规定了T1=298.15K温度时的阻值（R25）（图28）。通过测定实际的NTC 阻值（R2），可以利用如下等式，计算出实际温度T2：数据表中规定了当温度为100C 时，阻值的最大相对偏差（请参见图28）。为了避免NTC自热，必须限制功率损耗。数据表中规定了会导致NTC 温度升高1K 的功率损耗（请参见图28）。根据这个值，可以计算出NTC 的热阻Rth（NTC 到冷却液）：为了确保NTC 自热不超过1K，流经NTC 的电流不能超过限值：图28 NTC 热敏电阻的特性值（摘自数据表）5.2 B 值为了计算出实际的NTC 阻值及NTC 的温度，必须使用B 值。B 值取决于所考虑的温度范围。通常，让人感兴趣的是温度范围25至100，因此，必须使用B25/100。如果关注的是更低的温度范围，则可使用B 值B25/80 或B25/50，以便更加精确地计算阻值。图29 NTC 热敏电阻的B 值（摘自数据表）6 数据表参数IGBT模块6.1 绝缘电压VISOL该模块经专门设计，所有端子都与基板绝缘，以至少实现IEC61140 标准中规定的基本绝缘（请参见图30）。图30 绝缘试验电压（摘自数据表）数据表中规定的额定试验电压，业经在电源模块的可靠性试验前后完成试验，是该等应力试验的故障标准之一。经专门设计，NTC 与其他接头之间的绝缘，仅