DPS逆变电源的设计 精品.docx

基于DSP的逆变电源设计第1章 绪论1.1引言逆变电源技术出现于20世纪60年代，是电力电子技术中的一个重要组成部分，综合了现代电力电子开关器件应用、功率变换、模拟数字电子技术、PWM技术以及控制技术等多门学科的实用技术。随着信息技术的发展，逆变电源越来越广泛地应用于各个领域，早期的逆变电源，只需要其输出不断电，稳压、稳频即可。然而，今天的逆变电源除这些要求外，还必须环保无污染，即绿色环保逆变电源。高性能的逆变电源必须满足：高输入功率因数，低输出阻抗；快速的暂态响应，稳态精度高；稳定性高，效率高，可靠性高；完善的网络功能；智能化；低的电磁干扰。显然这些要求的实现都离不开数字化控制技术。传统的逆变电源采用模拟电路控制，但模拟控制存在许多固有的缺点：(1)因采用大量分散元件和电路板导致硬件成本偏高，系统可靠性下降；(2)由于人工调试器件的存在，导致生产效率降低及控制系统一致性差；(3)器件老化及热漂移问题存在导致逆变电源输出性能下降，甚至导致输出失败；(4)产品升级换代困难，每一个新型逆变电源都要求重新设计、制造控制系统；(5)模拟控制的逆变电源监控功能有限，一旦出现故障，要想恢复正常，技术人员必须亲赴现场。但是由于微处理器的速度问题，逆变电源的控制仍然采用模拟电路进行。数字化、网络化已经成为信息社会的主流。随着高性能的DSP控制器的出现，逆变电源的全数字控制成为现实。DSP能够实时地读取逆变电源的输出，并实时地计算出PWM输出值，使得一些先进的控制策略应用于逆变电源的控制成为可能。可对于逆变电源大量非线性电子负载动态变化产生的谐波，进行动态的补偿从而使得输出谐波达到可接受的水平。1.2逆变器的现状及发展趋势1.2.1逆变器的现状电源系统是现代电子设备不可或缺的重要组成部分。随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对电气设备控制性能要求的提高，逆变技术在许多领域的应用也越来越广泛，对电源性能的要求越来越高。主要表现出以下几种趋势：高频化；模块化；数字化；绿色化。对于逆变电源以上的要求，DSP的出现加快了该趋势的发展。由于DSP使得芯片功能得到大大的加强，它特点在于采用并行体系的哈佛结构，增强了数据吞吐能力；流水线减少了指令执行时间；专用硬件乘法器；特殊DSP指令；快速的指令执行周期，最快的已经达到20ns以下，为通常微处理器芯片数据处理速度的十倍以上。采用DSP控制的逆变电源系统主要有以下的优点：(1)系统可以采用先进的控制方法和智能控制策略，使得逆变器的智能化程度更高，性能更加完善；(2)控制灵活、系统升级方便，甚至可以在线修改控制算法，而不必对硬件电路做改动，这给逆变器系统的开发带来了很大的方便，即系统升级更新换代所需的周期短，成本低，而且维护起来也很方便；(3)减少控制元件数量，提高系统抗干扰能力；(4)控制系统的可靠性提高，易于标准化；(5)系统维护方便。系统一旦出现故障，通过接口进行调试即可，而且可以通过查询历史记录来进行修复；(6)系统一致性好，成本低，生产制造方便；(7)易于组成并联运行系统。1.2.2逆变器的发展趋势影响逆变技术未来发展的主要因素是：(1)PWM软开关技术逆变器的脉宽调制(PWM)技术早在晶闸管时代就已经出现了，正弦脉宽调制(SPWM)在全控型器件出现以后得到了迅速的发展，这种技术是用一种参考波(通常是正弦波，有时也用阶梯波或方波等)为“调制波”，而以N倍于调制波频率的正三角波或锯齿波为“载波”。由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此它与调制波相交时，就可以得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列来等效调制波。用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变成交流电。因为当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽度按正弦函数规律变化，因此，这种调制技术通常又称为正弦脉宽调制(SPWM)技术。随着大功率高频全控开关器件大量出现，逆变器的PWM控制技术受到了人们的高度重视并且得到了飞速的发展。尤其是最近几年，微处理器用于实现PWM控制技术后，使得现代控制理论的控制方法能够应用于逆变器的PWM控制，大大提高了现代逆变器的性能。而且由于采用了数字电路实现PWM控制，使得逆变器的控制电路简化，稳定性提高，逆变器的数字化控制已成为逆变器发展的主流。PWM软开关逆变技术是当今电力电子学领域最活跃的研究内容之一，是实现电力电子技术高频化的最佳途径，也是一项理论性很强的研究工作。它的研究对于逆变器性能的提高和进一步推广应用，以及对电力电子学技术的发展，都有十分重要的意义，是当前逆变器的发展方向之一。但这里必须指出，软开关并不是没有损耗的，它只是把开关器件本身的一部分开关损耗转移到了为实现软开关而附加的谐振电路中的谐振元件上，总量上可能有所减少。软开关逆变技术研究的重要目的之一是实现PWM软开关技术，也就是将软开关技术引进到PWM逆变器中，使它既能保持原来的优点，又能实现软开关工作。为此，必须把LC与开关器件组成一个谐振网络，使PWM逆变器只有在开关切换过程中才产生谐振，实现开关的零电压开通和关断，一般工作情况下则不发生谐振，以保持PWM逆变器工作特点。(2)数字化控制技术逆变电源的数字化并不是简单地指在系统中应用了数字器件，如单片机及FPGA（现场可编程门阵列）等，而是指整个系统的控制都由数字器件(主要指微处理器)的计算算法和控制算法实现，极大地简化了硬件电路，提高了系统的稳定性、可靠性和控制精度，这是现代逆变技术发展的趋势。与数字化相适应，各种各样的逆变电源离散控制方法纷纷涌现，包括数字PID控制（比例-积分-微分）、无差拍控制、数字滑变结构控制、模糊控制、神经网络控制等，有力地推动逆变电源控制技术的发展。数字控制变换器在实际使用中还存在许多待解决的问题，例如：变换器开关动作对采样的严重干扰；检测的量化误差导致控制精度显著下降；开关功率变换器数字化的数学模型研究不够深入等。因此，逆变器的数字控制技术仍处于不断改进完善的过程中，仍然是逆变电源领域中的关键研究内容。第2章 逆变系统基本结构及控制策略2.1现代逆变系统基本结构逆变的直接功能是将直流电变换成交流电。逆变系统的核心就是逆变开关电路，或者叫逆变电路，通过电力电子开关的导通与关断，完成逆变的功能。电力电子开关器件的通断，需要一定的驱动脉冲，这些脉冲可以通过改变一个电压信号来调节，产生和调节脉冲的电路通常称为控制电路(或控制回路)。逆变电路中，除了逆变电路和控制电路之外，还要有保护电路、辅助电源、输入电路、输出电路等等。2.2 SPWM控制技术及其原理2.2.1逆变系统的原理本文所研究的电源是为了在输出得到稳压恒频的交流电压信号，故采用电压型逆变电路。在同一直流电压输入情况下，全桥逆变电路输出电压是半桥逆变电路输出电压的二倍，故文中逆变电源逆变器部分采用全桥逆变电路。下面介绍电压型全桥逆变电路：电路原理图见图2.1。图2.1 电压型全桥逆变电路它共有四个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂1和4作为一对，桥臂2和3作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通180，即1、4导通时关断2、3；2、3导通时，关断1、4。负载为阻感负载时，其输出波形如图2.2所示。图中VD1，V1，VD2，V2相继导通的区间，分别对应与图中的VD1和VD4，V1和V4，VD2和VD3，V2和V3相继导通的区间。值得注意的是，功率管的驱动信号虽然为180互补驱动模式，但是功率管的实际导通角则与负载电流-电压相位角有关。当负载为纯阻性负载即逆变器的输出电流、电压相位角为零时，在电压正半周功率管VT1、VT4导通，而在电压负半周功率管VT3、VT2导通，即逆变器中的续流二极管不工作；而当负载电流、电压相位角不为零时，在电流正半周功率管由两种导通组合，即电压正半周时VT1、VT4导通或电压负半周时VT3、VT2导通，在电流负半周功率管也相应由两种导通组合，即电压负半周时VT3、VT2导通或电压正半周时VT1、VT4导通，显然当负载电流、电压相位角不为零时续流二极管工作，以缓冲负载与逆变器直流侧电容间的无功能量交换。图2.2 电压型全桥逆变电路输出波形对其电压波形进行定量分析，把幅值为Ud的矩形波U0展开成傅立叶级数得：u0=n=1,3,54Udsinnt (式2.1)其中基波的幅值U01m和基波有效值U1分别为u01m=4Ud=1.27Ud (式2.2)U1=22Ud=0.9Ud (式2.3)于是由逆变原理可知，如果控制IGBT的开通与关断的频率，那么输出电压的频率和IGBT的开关频率便存在一定的对应关系：控制IGBT的开通与关断的占空比，那么输出电压的有效值也和IGBT的开关占空比便存在一定的对应关系，因此产生精确控制IGBT开关驱动信号SPWM便成为了本文研究的重点。2.2.2 SPWM控制基础在分析SPWM之前，必须要了解PWM(Pulse Width Modulation，PWM)及其相关知识，这是通过对一系列脉冲的宽度进行调制来等效地获得所需波形包含形状和幅值的。(1)冲量冲量(指窄脉冲的面积)相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同，即具有惯性环节的输出响应波形基本相同(低频段非常接近，仅在高频段略有差异)，如图2.3所示，其中u(t)为电路的输入信号，i(t)为输出信号。 (a) 冲量脉冲产生电路图 (b) u/i图图2.3 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形(2)面积等效原理在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即是窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。例如图2.4中a，b所示的三个窄脉冲形状不同，但它们的面积（即冲量）都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节时，其输出响应基本相同。上述被称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。图2.4 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲2.2.3 PWM波形的基本原理逆变器的种类很多，各自的具体工作原理、工作过程不尽相同，但是最基本的逆变过程是相同的。下面以最简单的单相桥式逆变电路为例，具体说明逆变器的“逆变”过程。单相桥式逆变原理见图2.5(a)。该图中输入直流电压为E，R代表逆变器的纯电阻性负载。当开关S1，S4接通后，电流流过S1，R和S4时，负载上的电压极性是左正右负；当开关S1， S4断开，S2， S3接通后，电流流过S2， R和S3，负载上的电压极性反向。若两组开关S1， S4， S2， S3以频率f交替切换工作时，负载R上便可得到频率为f的交变电压U0，其波形见图2.5(b)，该波形为一方波，其周期T=1/f。图示的电路和波形只是逆变过程基本原理的示意描述，实际上要构成一台实用型逆变器，还需要增加许多重要功能电路和辅助电路。(a) 单相桥式逆变原理 (b) 单相桥式逆变波形图图2.5 单相桥式逆变电路及其输出波形单相正弦逆变电源中，逆变器要把市电经整流滤波后得到的直流电或者由蓄电池提供的直流电，重新转化为频率非常稳定，稳定电压受负载影响小的，波形畸变因数满足负载要求的交流正弦波。2.3 SPWM采样方法对比分析近年来，正弦脉宽调制(SPWM)技术以其优良的传输特性成为电力电子装置中调制技术的基本方式。采样实现SPWM调制方式可分为自然采样法、对称规则采样法和不对称规划采样法三种。下面对这几种方法律简要的分析：(1)自然采样法。用一个基波正弦波与一个三角载波相比较，由两者的交点确定逆变器开关模式。图2.6 自然采样法图2.6中，为三角波的周期，为三角波的幅值，正弦波为，称为采样周期，及为正弦波与三角波两个相邻交点的时刻。由图2.5可知 (式2.4）(式2.4)中，为调制度，(即为正弦波幅值与三角波幅值之比)01，的值越大，则输出电压越高；为正弦波角频率，变化时，PWM脉冲序列基波频率也随之改变。为脉冲宽度， (式2.5）(式2.5)中，t1和t2不但与载波比(T为正弦波的周期)有关，而且是幅度调制比M的函数，求解t1、t2与M的关系比较复杂。由此可知，自然采样法得到的数学模型并不适合由微处理器实现实时控制。(2)对称规则采样法。规则采样法就是将自然采样法中的正弦调制波以阶梯调制波进行拟合后一种简化的SPWM脉冲信号发生方法，如图2.7所示。图2.7 SPWM脉冲信号规则采样法生成原理值得注意的是，每个载波周期中，原正弦调制波与三角载波周期中心线的交点就是阶梯波水平线段的中点。这样，三角载波与阶梯波水平线段的交点A，B两点就分别落在正弦调制波的上下两边，从而减少了以阶梯波调制的误差。另外，由于A，B两点对于三角载波周期中心线对称，因而使SPWM脉冲信号发生得以简化。由图2.7，并根据相似三角形的几何关系容易得出规则采样法SPWM脉宽t2以及脉冲间隙时间t1，t3的表达式分别为t2=Tc2(1+Msin1te) (式2.6)t1=t3=12(Tc-t2) (式2.7)式中，te为三角载波周期中心的时间值。由于te，Tc，M均为已知量，因此，规则采样法SPWM脉宽t2的计算较为简便，适合基于微处理器的数字SPWM控制。(3)不对称规则采样法是既在三角波的顶点位置，又在底点位置对正弦波进行采样，由采样值形成阶梯波，阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个三角波的周期内的位置不对称的采样方法，其原理如图2.8所示。图2.8 不对称规则采样法由图2-8得： (式2.8）脉冲宽度为： (式2.9）其中，（是采样周期，是三角波周期）如图2.8中，有 (式2.10）即 k=0，1，2，3，。k为偶数时是顶点采样；k为奇数时是底点采样。由三角波频率f1与正弦波频率f之比为载波比N，则有： （式2.11）将(式2.10）代入(式2.9）得 (式2.12）将(式2-11）代入(式2-8）得 (式2.13）由于载波频率是恒定的，通过改变N的值就可以改变输出SPWM波的频率。不对称规则采样法的数学模型尽管略微复杂一些，但由于其阶梯波更接近于正弦波，所以谐波分量的幅值更小，在实际中得到更多的使用。以上是单相SPWM波生成的数学模型，生成三相SPWM波，就必须使用三条正弦波和同一条三角波求交点。三条正弦波相位差，即： (式2.14）采用不对称规则采样法，则顶点采样时有： (式2.15）不对称规则采样法由于在一个载波周期里采样两次正弦波数值，该采样值能更加真实的反映实际的正弦波数值，其输出电压也高于对称规则采样法。当然由于采样次数增大了一倍，使得数据处理量也大为增加，特别是当载波频率较高时，需要微处理器的运算速度非常的快。而DSP以其时钟频率可达到40MHz的优势，无疑解决了这个问题。综上所述，本系统采用不对称规则采样法来生成SPWM。2.4 SPWM控制方式分析以单相全桥逆变电路（图2.1）为例，对SPWM控制方式进行分析研究。图2.1是采用IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。设负载为阻感负载，工作时V1和V2的通断状态互补，V3和V4的通断状态也互补。具体的控制规律如下：在输出电压Uo的正半周，让V1保持通态，V2保持断态，V3和V4交替通断。由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区间，V1和V2导通时，负载电压Uo等于直流电压Ud；V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，Uo=0。在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，因i0为负，故i0实际上从VD1和VD4流过，仍有Uo=Ud；V4关断，V3开通后，i0从V3和VD1续流，Uo=0。这样，Uo总可以得到Ud和零两种电平。同样，在Uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压Uo可以得到-Ud和0两种电平。2.4.1单极性SPWM控制方式所谓单极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有单极性特征。即当输出正半周时，输出脉冲全为正极性脉冲；而当输出负半周时，输出脉冲全为负极性脉冲。因此，必须采用使三角载波极性与正弦调制波极性相同的所谓单极性三角载波调制。单极性SPWM控制方式指在ur和uc的交点时刻控制开关器件的通断。单极性SPWM控制方式波形如图2.9所示。单极性SPWM控制由于采用了单极性三角载波调制，从而使控制信号的发生变得较为复杂，因而很少采用。2.4.2双极性SPWM控制方式所谓双极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有双极性的特征。即无论输出正、负半周，输出脉冲全为正、负极性跳变的双极性脉冲。当采用基于三角载波调制的双极性SPWM控制时，只需要采用正、负对称的双极性三角载波即可。当正弦调制波信号瞬时值大于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为正，VT1、VT4导通有效，而VT2、VT3关断有效，即VT1、VT4导通或VD1、VD4续流导通；同时，VT2 (VD2)、VT3 (VD3)关断，此时，逆变器输出为正极性的SPWM电压脉冲。同理，当正弦调制波信号瞬时值小于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为负， VT2、VT3导通有效，而VT1、VT4关断有效，即VT2、VT3导通或VD2、VD3续流导通；同时，VT2 (VD2)、VT3 (VD3)关断，此时，逆变器输出为负极性的SPWM电压脉冲。双极性SPWM控制的调制及逆变器的输出波形如图2.10所示。 图2.9 单极性SPWM控制方式波形 图2.10双极性SPWM控制方式波形2.4.3单极性和双极性调制比较单极性调制SPWM与双极性调制SPWM相比，载波为全三角波的单极性调制SPWM波形的优点是开关频率是载波频率的两倍似极性则相等，即有倍频的作用，易于滤波，并且每次开关管开通或关断时，电压跳动幅度减小为双极性调制SPWM的一半。另外，对于m=2的情况，对同样的调制深度M，单极性调制SPWM波的谐波幅值明显比双极性调制SPWM波幅值小。因此，单极性调制SPWM波能更好的消除谐波。综上所述，本系统采用的是以不对称规则采样法为基础实现的单极性SPWM控制。2.5使用DSP实现SPWM波2.5.1 DSP的事件（EV）管理器模块介绍传统的产生SPWM波形的方法能够用于逆变器中实现幅度和频率可调的正弦波电压。当负载为线性时效果还好。但是当该逆变器带非线性负载时，电压将发生畸变，谐波增加，严重影响负载的正常工作。DSP是一款高性能的数字处理芯片，它不仅运算速度快，还有专门用于实现PWM的片内外设。通过应用DSP我们可以方便的实现频率很高的SPWM控制信号，从而减小滤波器的尺寸。TMS320LF2407A包括两个事件管理模块EVA和EVB，每个事件管理器模块包括通用定时（GP）、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路。EVA和EVB的定时器、比较单元以及捕获单元的功能都相同，只是定时器和单元的名称不同。事件管理模块EVA和EVB有相同的外设寄存器，不同的程序起止地址。如表2.1所示，为事件管理模块EVA/EVB及其信号名称。EV模块是形成SPWM波形的关键，本文采用的是EVB产生SPWM波形信号。针对本系统，就EV中几个重要组成部分进行说明。定时器是事件管理器的核心模块。TMS320LF2407A的定时器有如下功能：作为常规的定时/计数器使用；用于在TXPWM引脚上输出频率和脉宽可调的PWM波；与捕捉模块结合测量CAPx引脚上的脉宽；定时器3与比较模块配合产生死区可调的6个PWM控制信号：启动AD转换。它的工作方式有4种：停止/保持模式、连续增计数模式、定向增/减计数模式、连续增/减计数模式。采用连续增/减计数方式工作时，产生对称的SPWM波，其工作过程如下：计数器的值由初值开始向上增计数，当到达寄存器T3PR值时，开始递减计数，直至计数器的值为零时(进入中断服务程序)又重新向上增计数，如此循环往复。在计数器计数的过程中，计数器的值都与比较寄存器CMPRx(x=4，5，6)的值作比较，当计数器的值与其相对应的比较寄存器的值相等发生匹配，则对应的该相方波输出发生电平翻转。在每个载波周期内，输出的方波将发生两次电平翻转。只要在每个三角波载波周期根据在线计算改写比较寄存器CMPRx的值，就可实时地改变脉冲的占空比，得到完整周期的SPWM脉冲。对每个脉冲相对于载波周期的占空比的计算是在定时器3的下溢中断服务子程序中完成的。表2.1 事件管理模块EVA/EVB及其信号名称事件管理模块EVA模块信号EVB模块信号GP定时器Timer1Timer2T1PWM/T1CMPT2PWM/T2CMPTimer 3Timer 4T3PWM/T3CMPT4PWM/T4CMP比较单元pare 1pare 2pare 3PWM1/2PWM3/4PWM5/6pare 4pare 5pare 6PWM7/8PWM9/l0PWM11/12捕获单元Capture 1Capture 2Capture 3CAP 1CAP 2CAP 3Capture 4Capture 5Capture 6CAP 4CAP 5CAP 6正交编码脉冲电路(Q EP)OEP 1QEP 2QEP 1QEP 2QEP 3QEP 4QEP 3QEP 4外部输入计数方向外部时钟TDIRATCLKINA计数方向外部时钟TDIRB.TCLKINBEV模块是形成SPWM波形的关键，本文采用的是EVB产生SPWM波形信号。针对本系统，就EV中几个重要组成部分进行说明。定时器是事件管理器的核心模块。TMS320LF2407A的定时器有如下功能：作为常规的定时/计数器使用；用于在TXPWM引脚上输出频率和脉宽可调的PWM波；与捕捉模块结合测量CAPx引脚上的脉宽；定时器3与比较模块配合产生死区可调的6个PWM控制信号：启动AD转换。它的工作方式有4种：停止/保持模式、连续增计数模式、定向增/减计数模式、连续增/减计数模式。采用连续增/减计数方式工作时，产生对称的SPWM波，其工作过程如下：计数器的值由初值开始向上增计数，当到达寄存器T3PR值时，开始递减计数，直至计数器的值为零时(进入中断服务程序)又重新向上增计数，如此循环往复。在计数器计数的过程中，计数器的值都与比较寄存器CMPRx(x=4，5，6)的值作比较，当计数器的值与其相对应的比较寄存器的值相等发生匹配，则对应的该相方波输出发生电平翻转。在每个载波周期内，输出的方波将发生两次电平翻转。只要在每个三角波载波周期根据在线计算改写比较寄存器CMPRx的值，就可实时地改变脉冲的占空比，得到完整周期的SPWM脉冲。对每个脉冲相对于载波周期的占空比的计算是在定时器3的下溢中断服务子程序中完成的。每个事件管理模块有两个通用可编程定时器（GP）。定时器x（x=1，2对EVA；x=3，4，对EVB）包括：一个16位的定时器增/减的计算器，可读写；一个16位的定时器比较寄存器，可读写；一个16位的定时器周期寄存器，可读写；一个16位的定时器控制寄存器，可读写；可选择的内部或外部输入时钟；用于内部或外部时钟输入的可编程的预定标器；控制和中段逻辑的用于4个可屏蔽的中断下溢、溢出、定时器比较和周期中断可选择方向的输入引脚。通用定时器的输入有：内部CPU时钟、外部时钟TCLKINA/B，最大频率是CPU时钟的1/4、方向输入TDIRA/B，控制通用定时器增/减计数、复位。通用定时器的输出：通用定时器比较输出、至ADC模块的模数转化启动信号、比较逻辑和比较单元的下溢、上溢、比较匹配和周期匹配信号、技术方向指示位。时间管理器（EVA）模块中有3个全比较单元（比较单元1，2和3），每个模块的比较单元包括：3个16位的比较寄存器，他们各带一个可读/写的影子寄存器；一个可读/写的比较控制寄存器；一个16位的比较方式控制寄存器；6个比较PWM（三态）输出引脚；控制和中断逻辑。其结构如图2.11所示。图2.11 比较单元结构框图比较输入包括：控制寄存器的控制信号、通用定时器1和3及他们的下溢和周期匹配信号、复位信号。比较操作模式有比较寄存器（CONx）决定，通用定时器1的计数器不断与比较寄存器的值进行比较，当发生匹配时，比较单元的两个输出将根据方式控制寄存器（ACTRA）中的位进行跳变。ACTRA寄存器中的位可以分别确定在比较匹配是每个输出为高有效触发（如果没有强制高与低）。当通用定时器1的计数器和比较单元的比较寄存器之间发生匹配且比较使能时，比较单元的比较中断寄存器将被置位。如果中断不屏蔽，则产生外设中断请求信号。输出跳变的时序、中断标志位的设置和中断请求的产生都与通用定时器的比较操作相同。俗呼出逻辑、死区单元和空间矢量PWM单元可改变比较单元在比较模式下的输出。每个事件管理模块可同时产生多达8路的PWM波形输出，有3个带壳变成控制的比较单元产生独立的3对（即6个输出），以及由GP定时器比较产生的2个独立的PWM输出。对于每个EV模块，与比较单元相关的PWM电路使带有可编程死区和输出极性控制的6路PWM输出的产生成为可能。PWM波形产生的原理如图2.12所示，包括非对称波形发生器、可编程的死区单元(DBU)、输出逻辑、空间矢量PWM状态机。图2.12 PWM电路结构框图2.5.2 DSP中断及中断向量TMS320LF240x系列DSP有丰富的中断资源，其内核提供一个不可屏蔽的中断NMI和6个按优先级获得服务的可屏蔽中断INT1至INT6，采用集中化的中断扩展设计来满足大量的外设中断需求，即这6个中断级的每一个都可被很多外设中断请求共享。DSP通过中断请求系统中的一个两级中断来扩展系统可响应的中断个数。因此，DSP的中断请求/应答硬件逻辑和中断服务程序软件都是一个两级的层次。在底层中断，从几个外设来的外设中断请求（PIRQ）在中断控制器处相或产生一个到CPU的中断请求。在外设配置寄存器中，对每一个产生外设中断请求的事件都有中断使能位和中断标志位。如果一个引起中断的外设事件发生且相应的中断使能位被置1，则会产生一个从外设到中断控制器的中断请求，这个中断请求反映了外设中断标志位的状态和中断使能位的状态，当中断标志位被清0时，中断请求也被清0。在高层中断，被或的多个外设中断请求产生一个到CPU的中断（INTn）请求，到LF240x的中断请求信号是2个CPU时钟脉冲宽的低电平脉冲。CPU总是响应优先级高的外设中断请求。在CPU内核，这些中断标志在CPU响应中断时自动清0。当CPU接受中断请求时，为了区别这些引起中断的外设事件，在每个外设中断请求有效时都会产生一个唯一的外设中断向量，这个外设中断向量被装载到外设中断向量寄存器（PIVR）里面。CPU应答外设中断时，从PIVR寄存器中读取相应中断的向量，并产生一个转到该中断服务子程序入口的向量。2.5.3 DSP控制三相SPWM波形产生原理分析三相SPWM控制波装载示意图如图2.13所示，图中CMPR4、CMPR5、CMPR6分别对应于U、V、W三相。一个装载周期内，一次就必须装载此采样点各相对应的正弦值：CMPR4、CMPR5、CMPR6。通过这些值，可计算出各相的开关时间。由于三相逆变器中要求三相输出电压对称，因此在一个装载周期里面要装载的值必须要有120的相位差。由于相位差120相当于一周的1/3，因此必须取载波比N为3的整数倍。图2.13 三相SPWM控制波装载示意图具体体现为值的差异，对于同一个采样点k，幅值为1的各相电压采样值为：(k=1，2，3，n) (式2.16）由此，可得U、V、W三相的、和、表达式为：当k为偶数时，即顶点采样时，U相有： (式2.17）当k为奇数时，即底点采样时，U相有： (式2.18）同样，可求得其他两相的、值，由此可求出U、V、W三相的脉冲宽度。由于采样周期Ts为三角载波周期的1/2，所以有如下关系成立： (式2.19)调制度M与指令频率f之间有确定的关系，可由所要求的U/f曲线来确定。预先算出制成表格，存放于ROM中，以便查找。同样，可预先根据N值计算出幅值为1的正弦函数对应于各个k点的取值，并把计算结果制成基准正弦函数表，存于EPROM中以便查找。由于选择的是不对称规则采样法SPWM控制，因此可把三角波的半个载波周期，也就是一个采样周期，作为中断周期，所有的计算和处理都在中断服务程序里实现。输出频率和输出电压对频率指令值的响应时间是一个中断周期，N值越大，响应时间越短。因此，这种控制方法在一定程度上可认为是实时控制。第3章 基于DSP系统的硬件设计与研究3.1三相逆变电源主电路结构的比较分析随着电力电子技术的高速发展和各个行业对电气设备控制性能要求的提高，逆变技术在许多领域应用越来越广泛，作为逆变的一种重要形式，三相逆变器广泛应用于用电量大或三相四线制供电负载场合，其电路拓扑主要有三相全桥式、三相半桥式、三相四桥臀式等结构。三相全桥逆变器具有电路拓扑结构简单，所用功率器件少，功率开关电压应力低等优点，但为了提高带不平衡负载的能力，必须在其输出端增加中点形成变压器，从而在一定程度上增加了逆变器的体积和重量。三相半桥逆变器虽然也有上述优点，但其输入直流电源电压利用率较低，而且相同输出电压时功率开关的电压应力较大。为了获得强的带不平衡负载的能力，两个串联的电解电容必须足够大，从而使逆变器体积和重量增加。三相四桥臂逆变器虽然带不平衡负载的能力较强，但其电路拓扑较复杂、所用功率器件数较多、控制也复杂。组合式三相逆变器由3个单相逆变器星形联接构成，能同时实现单相和三相四线制供电。由于每相可分别独立控制，易实现模块化结构、在线热更换、模块冗余技术，因此系统的可靠性高，具有极强的带不平衡负载能力，但是这种电路结构的元器件数多、成本高。基于以上的比较分析，从经济角度出发，本系统的主电路拓扑采用全桥电路。3.2基于DSP系统的逆变电源硬件结构设计3.2.1硬件结构图图3.1 硬件结构框图 基于DSP控制系统的硬件结构框图如图3.1所示。如图所示，主电路采用交一直一交电压型变频装置，它主要由整流电路、滤波电路、逆变器三部分组成。整流电路利用二极管三相桥式不控整流模块将三相交流电整流成直流电。滤波电路采用电容滤波，将整流输出的脉动电压转化为平直的直流电压，同时直流母线中串有一个带延时继电器的大电阻，防止电路启动瞬间充电电流过大。逆变电路采用三菱公司的IPM模块构成三相桥式逆变器。驱动电路输入信号来自DSP，通过高速光耦HCPL4504进行信号隔离后，产生满足IPM可靠工作的驱动信号，送入IPM。控制电路由DSP构成，产生SPWM信号作为驱动电路的输入信号，同时接收逆变器的因为故障产生的输入信号，使DSP产生中断，可靠的停止逆变器的工作。电源电路主要是由TPS7333构成为DSP提供+3.3V电源。IPM所需的+15V电源由三菱公司专门配置的M57120L和M57140-01配合产生。3.2.2整流、滤波电路的设计图3.2 整流滤波电路(1)整流电路本逆变电源设计中的整流部分采用三相不可控整流电路，如图3.2所示。输入为频率50Hz、相电压为220V的三相交流电，其输出的直流电压最大值为Ud=6U=2.45220V=539V。随着负载的加重Ud在2.34U2.45U之间。本文设计的电源的额定输出功率，考虑到滤波器的损耗以及功率开关管的开关损耗，设效率为=80%，则有P=1000/0.8=1250W。工作时，考虑到电压会下降，设下降值约为10%，则有：Id=P0.9U=1250(0.9540)=2.57A (式3.1)电流定额：Ipmn=KimId=1.52.57=3.86A (式3.2)电压耐量：Urm=KumUd=1.5540=810V (式3.3)其中Kim，Kum分别为电流、电压安全余量系数。考虑到输入电压的波动及降额使用，本电源选择了6A、1000V的整流二极管。规格参数如下表3.1所示。(2)滤波电容选取方法 设逆变电路输入功率为P，电容上平均电压为Ud，则等效的滤波电路负载电阻为。整流后电压脉动频率为f(三相全桥整流f=300Hz)，周期T=1/f，则滤波电解电容的电容量为：C=(35)T/R。本系统中选用NICHICON耐压为450V，1500F电解电容，两个电容串联以提高耐压， 防止开机和停机瞬间冲击电压过大而损坏电容。图中电阻是为工作时平衡电容电压、开机和停机时减小冲击电压和停机后消耗电容储存电荷而设置的，一般取电阻为50k，510W。表3.1 HER608参数表产品名高效整流二极管零件号HER608最大反向工作电压Vr（V）1000最大平均正向电流（A）6最大正向浪涌电流Ifsm（A）200最大反向电流Ir（A）10最大反向恢复时间（ns）753.2.3输出滤波电路的设计 图3.3 LC滤波电路采用SPWM控制的逆变电路，输出的SPWM波中含有大量的高频谐波，加上防止上下桥臂直通而设置的死区、晶体管开关时间和功率器件参数差异等因素，输出电压中也含有一定的低次谐波，为了保证输出波形谐波满足要求，必须采用输出滤波器。设计的滤波器如图3.3所示，图中感抗，其随频率的升高而增大；容抗，其随频率的升高而减小。所对应的频率为截止频率，。设逆变器输出电压的基波频率为，最低次谐波频率为，则，所以当时，电感对基波信号的阻抗很小，电容对基波的分流很小，即滤波器允许基波信号通过，而时，电感对谐波信号阻抗很大，电容对谐波信号的分流很大，即滤波器不允许谐波信号通过负载。该滤波器可以满足滤波要求。一般取滤波器的截止频率，为了避免对某次谐波过度放大，取fc=4.5f0=4.5400=1800Hz (式3.4)对电感L和电容C的取值按以下方法：根据逆变器的输出功率和输出电压求得负载阻抗，滤波器的标称特性阻抗R=(0.50.8)RL，取，则Lf=R2fc=31.2(23.141800)=2.78mH (式3.5)Cf=LfR2=2.7831.22=2.86F （式3.6)实际电路中，取L=2.78mH，。3.3智能功率模块IPM的设计3.3.1 智能功率模块IPM的介绍智能功率模块IPM（Intelligent Power Module）不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU或DSP作中断处理，它由高速低功耗的管芯和优化的门级驱动电路以及快速保护电路构成。即使发生负载事故或使用不当，也可以使IPM自身不受损坏，IPM一般使用IGBT作为功率开关器件，并内藏电流传感器及驱动电路的集成结构，三菱IPM以其高可靠性，使用方便赢得越来越大的市场，因此本文采用三菱公司的IPM。IPM的功能框图如图3.4所示。图3.4 IPM功能框图3.3.2 IPM模块的选择IPM的特点是集功率变换、驱动与保护电路于一体，但是在实际的使用过程中，仅仅依靠其内部集成的驱动装置是不够的，输入控制信号与驱动输出之间必须有良好的电气隔离，驱动输出直接连接IPM模块，与强电相连。控制信号一般由单片机或DSP输出，为了避免强电对其干扰，两者之间必须进行电气隔离。而且此隔离电路必须放大SPWM控制信号的驱动能力，同时还要保证转换速度和转换精度。为此，在驱动电路设计中选用了高速光耦HCPL4504接收并转换SPWM信号，配合使用PC817接收并转换IPM的F0故障输出信号，F0输出低电平有效，所以直接将四路F0接入DSP的中断接口，当故障信号发生时，DSP将中断SPWM控制波的生成。图3.5 IPM外围驱动电路本文选择了一种可以获得高质量15V电源。M57140-01和M57120L是三菱公司专门为其IPM配置的电压转换模块。在M57120L的输入端加一路113V-400V的直流电压可以在输出端得到一路20V的直流电压，在M57140-01的输入端加一路18V22V的直流电压，输出端可以得到4路相互隔离的15V电压。所以将M57120L与M57140-01配合使用将母线电压转换为精确的4路隔离的15V电压，方便地为IPM供电，如图3.5所示。3.3.3 DSP与IPM的连接电路IPM的特点是集功率变换、驱动与保护电路于一体，但是在实际的使用过程中，仅仅依靠其内部集成的驱动装置是不够的，输入控制信号与驱动输出之间必须有良好的电气隔离，驱动输出直接连接IPM模块，与强电相连。控制信号一般由单片机或DSP输出，为了避免强电对其干扰，两者之间必须进行电气隔离。而且此隔离电路必须放大SPWM控制信号的驱动能力，同时还要保证转换速度和转换精度。为此，在驱动电路设计中选用了高速光耦HCPL4505接收并转换SPWM信号，配合使用PC817接收并转换IPM的F0故障输出信号，F0输出低电平有效，所以直接将四路F0接入DSP的中断接口，当故障信号发生时，DSP将中断SPWM控制波的生成。图3.6 IPM和DSP的连接电路如上所述，IPM模块将IGBT所需的外围电路都集成到了模块之内，所以它与CPU的连接非常简单。但是，CPU与IPM之间不能有直接的电气连接，推荐使用高速光耦HCPL4504作为输入信号的隔离器件，对于故障输出可用一般的光耦，如PC817或TPL521。与DSP的具体接线如图3.6所示。DSP对IPM的控制对应关系为：PWM1单元1，PWM2单元4，PWM3单元2，PWM4单元5，PWM5单元3，PWM6单元6。故障信号经光耦隔离后连向CPU的第7脚，该脚的下降沿将使CPU关断PWM1到PWM6所有的脉冲信号。3.4 DSP控制电路的设计3.4.1 DSP芯片的特点与选取DSP(数字信号处理)利用计算机或专用处理设备，以数字形式对信号进行采集、滤波、估值、增强、压缩、识别等处理，以得到符合入们需要的信号形式。DSP芯片也称数字信号处理芯片，是一种特别适合进行数字信号处理的微处理器，其主要应用是实现各种快速实时的数字信号处理算法。它的诞生及发展无疑对通信、计算机、控制等领域的发展起到了十分重要的作用。根据数字信号处理的要求，DSP芯片具有精度高、可靠性高、集成度高、接口方便、灵活性好、保密性好、时分复用等特点。3.4.2以TMS320LF2407A为核心的控制电路设计(1)TMS320LF2407A芯片介绍DSP(数字信号处理器)是70年代末，80年代初发展起来的以数字信号来处理大量信息的器件，是一种特别适合于实现各种数字信号处理运算的微处理器，其主要应用特点是实时快速地实现各种数字信号处理算法。DSP的主要结构特点如下：采用改进型哈佛结构，高度的操作“并行性”，支持流水线操作，片内含有专门的硬件乘法器和高性能的运算器及累加器，提高了控制器的实时控制能力。TI公司的TMS320LF2407 DSP数字控制器将实时处理能力和控制器外设功能集于一身。系统采用定点、低功耗3.3V供电电压，高性能静态CMOS技术，30MIPS的执行速度，较短的指令周期(33ns)，片内有32K的闪存，并且闪存包含256B的扩展ROM，片内光电编程接口电路，芯片提供了一个适合不同外设的内存，满足各种要求的具体性能。(2)TMS320LF2407A的最小系统的设计一般情况下，与单片机系统设计类似，TMS32OLF2407A有其最小系统，它的最小系统的设计框图，如图3.7所示。图3.7 DSP最小系统框图 时钟电路设计本文采用封装好的晶体振荡器，将外部时钟源直接输入X2/CLKIN引脚，而将X1引脚悬空，如图3.8所示。由于这种方法简单方便，系统设计一般都采用此种方法。图3.8 晶振电路复位电路设计TMS320LF2407A DSP芯片的引脚是复位信号输入端，当该引脚电平为低时使DSP芯片复位。为了提高DSP芯片构成的应用系统的稳定性，以及保障DSP芯片构成的应用系统的可靠复位，本文采用MAX708芯片进行复位。MAX708与TMS320LF2407A接口如图3.9所示。图3.9 MAX708与TMS320LF2407A接口图从图中可见，通过MAX708可实现以下两种复位功能：a.通电复位