第5课分立元器件设计2.ppt

2020 4 20 MOS管的符号 NMOS PMOS的符号为 2020 4 20 MOS管原理 MOS管是电压控制器件 为了在D极获得一个较大电流 在MOS管的G极和S极间必须加一个受控的电压 因MOS的栅极与源极在电气上是靠硅氧化层相互隔离的 管子加电后只有很少的一点漏电流从所加电源端流入到栅极 因此 可以说MOS管具有极高的增益和阻抗 为了驱动MOS管导通 需要在栅极和源极间加入电压脉冲 用于产生有效的充电电流 给MOS管的输入电容Ciss充电 为提高MOS管的开关速度 驱动电阻Rg不可特大 可用公式得到其值 Rg tr 或tf 2 2Ciss驱动电流脉冲值 Ig Ciss dV dt 其中Rg 驱动阻抗 Ciss MOS管的输入电容 F tr和tf 分别为MOS管的上升时间和下降时间 s dV dt 驱动源的电压变化率 V s G S电压无 MOS管关闭 D S程高阻状态 抑制电流通过 2020 4 20 设计MOS管遵守的原则 MOS各脚连线尽量短 特别是G极的长度 如实在无法减少其长度 可以用一小磁环或一小电阻与MOS管串接起来 2020 4 20 MOS管设计说明 图1中R1 R1是驱动电阻 要尽量靠近MOS管的G极 可以消除寄生振荡 因MOS管输入阻抗很高 驱动阻抗必须很低 防止电路发生正反馈自激振荡 图1中R2 为加速MOS关断 在设计MOS管的电路时 因MOS管的栅极G的电压大都为20 30V 所以要加保护 如稳压二极管 2020 4 20 MOS管的开关保护电路 为保护MOS管一般要加RC吸收电路 其原因为 1 RC吸收回路可以改变MOS管的负载曲线 增加了它达到最大功率的可靠性 2 吸收回路可以消耗掉多余的关断MOS管的能量 否则 这部分能量要由MOS管开关消耗 这样在不增加成本的情况下 可使MOS管小型化 其计算公式为 C Ic tr tf VceR Ton 3CP C Vce Vce f 20这里的Ic 最大的输入MOS管电流 A Vce 最大的电压 V tr tf 开关管上升 下降时间 s Ton 占空比1 f s 大部分拓扑形式为40 例子 Vce 200V tf 2us tr 0 5us 变换器的工作频率为20KHz 工作电流为2A 2020 4 20 MOS保护电路 举例 计算 C Ic tr tf Vce 2 0 5 2 10 6 200 25 nF Ton取1 f的40 所以 Ton 0 4 10 3 20 20 us R 20 10 6 3 0 022 10 6 303 P 0 025 10 6 2002 20 103 20 1W 2020 4 20 滤波电感 共模电感 L 1 2 3 14 f 2 C 差模电感 L 1 2 1 2 3 14 f 2 C 这里的f 设计要求的截止频率 C 接入的X电容或Y电容 2020 4 20 稳压管TL431 TL431是一是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源 它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref 2 5V 到36V范围内的任何值 该器件的典型动态阻抗为0 2 在很多应用中可以用它代替齐纳二极管 例如 数字电压表 运放电路 可调压电源 开关电源等等 从该器件的符号看 3个引脚分别为 阴极 CATHODE 阳极 ANODE 和参考端 REF 从下图可以看到 VI是一个内部的2 5V基准源 接在运放的反相输入端 由运放的特性可知 只有当REF端 同相端 的电压非常接近VI 2 5V 时 三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过 而且随着REF端电压的微小变化 通过三极管图1的电流将从1到100mA变化 当然 该图绝不是TL431的实际内部结构 所以不能简单地用这种组合来代替它 但如果在设计 分析应用TL431的电路时 这个模块图对开启思路 理解电路都是很有帮助的 本文的一些分析也将基于此模块而展开 2020 4 20 TL431内部结构图 其内部电路图为 2020 4 20 TL431在开关电源中的作用1 如图 2020 4 20 在开关电源上的应用2 在过去的普通开关电源设计中 通常采用将输出电压经过误差放大后直接反馈到输入端的模式 这种电压控制的模式在某些应用中也能较好地发挥作用 但随着技术的发展 当今世界的电源制造业大多已采用一种有类似拓扑结构的方案 此类结构的开关电源有以下特点 输出经过TL431 可控分流基准 反馈并将误差放大 TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分 而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压 用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间 从而得到一个稳定的直流电压输出 上图是一个实用的4W开关型5V直流稳压电源的电路 该电路采用了此种拓扑结构并同时使用了TOPSwitch技术 2020 4 20 在开关电源上的应用3 图中C1 L1 C8和C9构成EMI滤波器 BR1和C2对输入交流电压整流滤波 D1和D2用于消除因变压器漏感引起的尖峰电压 U1是一个内置MOSFET的电流模式PWM控制器芯片 它接受反馈并控制整个电路的工作 D3 C3是次极整流滤波电路 L2和C4组成低通滤波以降低输出纹波电压 R2和R3是输出取样电阻 两者对输出的分压通过TL431的REF端来控制该器件从阴极到阳极的分流 这个电流又是直接驱动光耦U2的发光部分的 那么当输出电压有变大趋势时 Vref随之增大导致流过TL431的电流增大 于是光耦发光加强 感光端得到的反馈电压也就越大 U1在接受这个变大反馈电压后将改变MOSFET的开关时间 输出电压随改变而回落 事实上 上面讲述的过程在极短的时间内就会达到平衡 平衡时Vref 2 5V 又有R2 R3 所以输出为稳定的5V 这里要注意的是 不再能通过简单地改变取样电阻R2 R3的值来改变输出电压 因为在开关电源中每个元件的参数对整个电路工作状态的影响都会很大 按图中所示参数时 电路可在90VAC 264VAC 50 60Hz 输入范围内 输出 5V 精度优于 3 输出功率为4W 最大输出电流可达0 8A 典型变换效率为70 2020 4 20 光电耦合器 光电耦合器性能特点1 2020 4 20 光电耦合器性能特点2 2020 4 20 光电耦合器性能特点3 2020 4 20 光电耦合器选用原则 2020 4 20 光电耦合器PC817 2020 4 20 PC817具体参数 2020 4 20 PC817光耦应用框图 2020 4 20 精品课件 2020 4 20 精品课件 2020 4 20 PC817光耦详解 二极管正向电流IF生成一个光源 使光敏三极管产生一集电极电流IC供给负载电阻RL 光敏二极管共有三个重要