无线调制与编码电子教案幻灯片.ppt

1,第一章调制与编码概论,调制和编码的作用图1-1通信系统的简略图图1-2无线系统中发射机的结构,2,第一章调制与编码概论,编码器/调制器的功能,3,第一章调制与编码概论,调制和编码的性能参数功率利用率带宽利用率“功率利用率”也称为“能量利用率”，它描述调制/编码技术对低功率数字信息的保真能力。功率利用率通常定义为：在保证一定错误概率（如10-6）的前提下，接收端所要求的每比特信号能量与噪声功率谱密度之比，即：“带宽利用率”描述的则是调制/编码策略在有限带宽内提供数据的能力。一般而言，增加数据率就意味着减小数字码元的脉冲宽度，即增加信号的带宽。因此，数据率和带宽占有之间存在着一种矛盾关系。,4,第一章调制与编码概论,其定义为在一给定的频谱带宽（1Hz）内的数据通过率。若为数据率（也称为比特率，单位：bit/s），是被调制信号所占据的带宽，则带宽利用率定义为：任何调制/编码策略可实现的“带宽利用率”存在一上限。根据Shannon信道编码定理可知，对于任意小的错误概率，最大可能的带宽利用率受到噪声的限制，其可用信道容量（单位：）表示为：式中：S/N为信号噪声功率比,5,第一章调制与编码概论,和关系曲线,6,第一章调制与编码概论,先进调制和编码策略的优势增加容量（具有更高的数据传输速率或容纳更多用户）带宽效率增加（在无线移动系统中具有更低的频谱价格成本）功率需求降低：可降低发射机功率可降低所需的天线增益（比如，卫星系统中更小的截抛物面反射器尺寸）容忍更高的路径损耗增加对同频干扰的容忍度：在蜂窝系统中可降低频率再用距离，即总容量增加在CDMA系统中可更有效的克服小区内干扰增加对多径效应的克服,7,第二章无线系统中的调制技术,2.1概述2.2数字频率调制2.3数字相位调制2.4正交幅度调制2.5多载波调制和正交频分复用,8,2.1概述,1、调制的分类调制：把要传输的信号变换成适合信道传输的信号。解调：接收端需将已调信号还原成要传输的原始信号。根据可否采用“脉冲迭代模型”来描述：线性调制：符号值和已调信号之间存在一个简单的线性关系，且可采用“脉冲迭代模型”来描述；非线性调制（或指数调制）：符号值和已调信号之间不存在简单的线性关系，且不可采用“脉冲迭代模型”来描述；,9,2.1概述,下图给出了调制策略的简单分类图。,10,2.1概述,2、无线信道的特征频带受限干扰、噪声影响大存在多径效应系统干扰（蜂窝：同频干扰）3、无线系统对调制技术的要求频谱利用率要高（功率谱特性好）功率谱尽可能窄，即已调信号主瓣窄同时旁瓣幅度要低，即带外辐射低误码性能好（较强抗噪声、干扰、衰落）线路复杂度适中易于解调（相干或非相干解调）,11,1）线性调制技术从信号变换、放大到发射，都需要高度的线性，因此，功放设计难度大，成本高；但频谱利用率很高。例：QPSK、OQPSK、QAM等；2）非线性调制技术它避开了线性要求，可使用高效的C类功放，降低了放大器的成本；也称为“恒定包络”或“连续相位”调制；例：MSK、GMSK等。,2.1概述,12,第二章调制解调,2.1概述2.2数字频率调制2.3数字相位调制2.4正交幅度调制2.5多载波调制和正交频分复用,13,2.2数字频率调制,2.2.1二进制频移键控2.2.2连续相位频移键控2.2.3最小相位频移键控2.2.4高斯滤波的最小频移键控2.2.5高斯滤波的频移键控,14,2.2.1二进制移频键控,在二进制频移键控（BFSK：binaryfrequencyshiftkeying）中，载波频率随两个可能的信息状态（与二进制数1和0对应）而变化，1对应于载波频率，0对应于载波频率。二进制频移键控已调信号的时域表达式为：（2-1）（2-2）,15,2.2.1二进制移频键控,设输入到调制器的比特流为，即则FSK已调信号在第n个比特区间的时域表达式为：（2-3）即当输入为传号“+1”时，输出频率为f1的正弦波；当输入为空号“-1”时，输出频率为f2的正弦波；,16,2.2.1二进制移频键控,由式（2-1）可知，二进制频移键控已调信号可以看成是两个不同载频的振幅键控（ASK）已调信号之和，因此的频带宽度为两倍基带信号带宽与两载频之差之和，即：（2-5）式中，fs是基带信号的带宽图2-12FSK调制器,17,2.2.1二进制移频键控,相关系数定义为：(2-6)对于2FSK信号而言，当其相关系数为0时，和互为正交信号（其二者的相关系数为0），此时信号形式最佳。,18,2.2数字频率调制,2.2.1二进制频移键控2.2.2连续相位频移键控2.2.3最小相位频移键控2.2.4高斯滤波的最小频移键控2.2.5高斯滤波的频移键控,19,2.2.2连续相位频移键控（CP-FSK）,已调波相位连续，使得信号在通过滤波器和限幅器时，可以减小带外辐射功率；且其相位连续使得当前出现的波形必然与其前面的波形保持记忆关系，从而检测时可利用几个码元来进行判决，这有利于改善检测性能。为了实现连续相位频移键控（CP-FSK），需要找出数据符号转换时刻的信号相位关系。设S(t)为在时间kTb到(k+1)Tb内的一个CPFSK信号，即:(2-12)其中：载波频率为；码元宽度Tb；基带数据,20,2.2.2连续相位频移键控（CP-FSK）,xk是第k个码元期间的起始相位，是一个常数，它可保证时刻T=KTb已调信号相位连续；频偏，其可保证两个不同频率的信号在一个码元期间所积累的相位差将严格等于；即有式（2-12）进一步可写为：(2-14),21,2.2.2连续相位频移键控（CP-FSK）,当数据符号在时刻T=KTb其相位常数xk-1由转换到xk时，若使已调信号码元转换时刻相位连续，则要求相位关系满足为了保证相位连续，第k个码元的相位常数不仅与当前输入码元有关，还取决于前一输入码元及其相位常数xk-1，即前后相邻码元之间存在相关性,22,2.2.2连续相位频移键控（CP-FSK）,定义“附加相位函数”：(2-18)它为一直线方程，斜率为，截距为xk；且在任一码元期间，的变化量总是/2，即当时，相位线性增加/2；当时，相位线性减少/2，且在时刻保持相位连续。此时连续相位频移键控信号可表达为：其中：A是已调信号的幅度；fc为未调载波频率；为时间连续变化的相位（附加相位函数）,23,2.2数字频率调制,2.2.1二进制频移键控2.2.2连续相位频移键控2.2.3最小相位频移键控2.2.4高斯滤波的最小频移键控2.2.5高斯滤波的频移键控,24,2.2.3最小相位频移键控,1、MSK的定义及特点最小频移键控（MSK）是连续相位频移键控（CP-FSK）的一种特殊类型。更具体的说，MSK是一种线性、连续相位路径，且其频差是满足两个频率相互正交的最小频差的数字调制技术；上述定义中的线性是指其相位路径轨迹在一个码元内呈线性变化；所谓连续是指相邻码元转换点上的相位路径连续变化。与FSK相比，它消除了码元转换时刻的相位突变，从根本上解决了包络起伏问题，其频谱滚降得到了显著改善。由于其功率谱特性良好而受到了工程设计人员的重视。,25,2.2.3最小相位频移键控,MSK信号可表示为：MSK信号应具有如下特点：已调信号的包络是恒定的（恒定包络调制）调制指数h=0.5，两信号相关系数为0；即它们是满足相互正交的最小频差信号频偏根据相位约束关系，可保证码元转换时刻信号相位连续（连续相位调制）变化以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确的线性变化/2,26,2.2.3最小相位频移键控,由于每比特相位变化/2，因此累计相位在每比特结束时必定为/2的整数倍；即在的奇数倍时刻，相位为/2的奇数倍；在的偶数倍时刻，相位为/2的偶数倍。图2-4给出了在给定输入序列的情况下，MSK信号的相位轨迹图图2-3MSK可能的相位轨迹,27,2.2.3最小相位频移键控,图2-4给定输入序列情况下MSK的相位轨迹）,28,2.2.3最小相位频移键控,2、MSK信号的产生将MSK信号进行正交展开，则有：,29,2.2.3最小相位频移键控,30,可以看出，MSK信号可由两个正交的调幅信号合成。只要找到等效数据与输入序列之间的关系，构成MSK调制器就不困难了,2.2.3最小相位频移键控,31,2.2.3最小相位频移键控,32,因为,ak=ak-1akak-1且k为奇数akak-1且k为偶数,2.2.3最小相位频移键控,33,所以上式可以写成(令k=2l,l=0,1,2,)：cosx2l=cosx2l-1a2l+1cosx2l+1=a2lcosx2l由此式可以看出：I支路数据(cosxk)和Q支路数据(akcosxk)并不是每隔Tb秒就可能改变符号，而是每隔2Tb秒才有可能改变符号(k为奇数且akak-1)。,2.2.3最小相位频移键控,34,图2-5MSK调制器框图,2.2.3最小相位频移键控,35,2.2.3最小相位频移键控,MSK信号的具体步骤如下对ak进行差分编码得到ck对ck进行串/并变换，其中一支路延迟后Tb分别得到Ik和Qk分别对两路等效数据进行余弦和正弦加权利用“正交调幅合成”方式产生MSK信号此外，MSK信号也可以将非归零的二进制序列直接送入FM调制器中来产生，这里要求FM调制器的调制指数为0.5。,36,2.2.3最小相位频移键控,3、MSK信号的解调MSK信号可以采用非相干解调，也可以采用相干解调，电路形式很多。这里只介绍相干解调器，其解调框图如图2-6所示,图2-6MSK相干解调器,37,2.2.3最小相位频移键控,4、MSK信号的功率谱密度和误码特性MSK信号的单边功率谱表达式为,38,图27MSK信号的功率谱,2.2.3最小相位频移键控,39,参照FSK的误码率分析，在输入为窄带高斯噪声(均值为0，方差为2n)的情况，各支路的误码率为,与FSK性能相比，由于各支路的实际码元宽度为2Tb，其对应的低通滤波器带宽减少为原带宽的1/2，从而使MSK的输出信噪比提高了一倍。经过差分译码后的误比特率为：,2.2.3最小相位频移键控,40,2.2数字频率调制,2.2.1二进制频移键控2.2.2连续相位频移键控2.2.3最小相位频移键控2.2.4高斯滤波的最小频移键控2.2.5高斯滤波的频移键控,41,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,尽管MSK信号已具有较好的频谱特性和误码性能，但就移动通信的应用而言，它所占的带宽仍较宽。此外，它频谱的带外衰减仍不够快，不能满足功率谱在相邻频道取值（即邻道辐射）低于主瓣峰值60dB以上的要求。这就要求在保持MSK基本特性的基础上，对MSK的带外频谱特性作进一步改进，尽可能加快信号带外频谱的衰减速度。人们设法对MSK调制进行改进，其出发点是从MSK信号的相位路径着手，使之在码元转换时刻不但相位连续而且平滑，借此改善频谱特性,42,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,1、GMSK调制基本原理GMSK的基本原理是基带信号先经过调制前高斯滤波器成形，再进行MSK调制。由于成形后的高斯脉冲的包络无陡峭边沿，也无拐点，经过调制后的已调波相位路径可在MSK的基础上进一步得到平滑。GMSK的调制原理如图2-9所示。图中预调制滤波器是高斯滤波器。由图可见，已调波的频谱由预调制滤波器的特性来控制，它的输出直接控制FM调制器，以保持已调波包络恒定和相位连续。,图2-9GMSK调制原理框图,43,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,为了使输出的频谱密集，预调制滤波器应具有以下特性：窄带和尖锐的截止，以抑制不需要的高频信号分量；脉冲响应过冲量小，防止调制器产生不必要的瞬时频偏；保持滤波器输出脉冲响应曲线下的面积对应于的相移量，使调制指数为1/2；,44,高斯低通滤波器的系统函数G(f)和冲击响应和h(t),注：高斯滤波器的G(f)其付氏变换仍为高斯函数,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,45,高斯低通滤波器的冲击响应为,(2-44),式中，Bb为高斯滤波器的3dB带宽。,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,46,该滤波器对单个宽度为Tb的矩形脉冲的响应为,当BbTb取不同值时，h(t),g(t)的波形如图2-12所示。,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,47,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,2、GMSK信号的相位路径当输入脉冲为宽度等于Tb的矩形脉冲时，不同BbTb条件下的滤波器输出响应的波形,从图中可以看出g(t)的波形随BbTb的减小而越来越宽，同时幅度越来越小。,48,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,当时，输入原始数据在通过高斯滤波器之后，引入了“码间干扰”如下图：,图2-11高斯滤波器输出响应的码间串扰,49,为了简便，控制，则近似认为输出脉冲宽度为3Tb，即码间串扰只影响前后两个相邻码元。随着输入数据的不同，根据以下表2-4所述规则确定其相位路径：,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,50,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,表2-4不同码流图案下的相位增量,51,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,确定相位路径的规则是：一个码元内的相位变化是增加或减小，取决于这个码元内脉冲波形叠加后面积的正负极性。若面积为正，则相位增加；反之则减小。一个码元内相位变化值取决于这个码元内迭加后脉冲面积的大小。当相邻三个码元为+1、+1、+1时，滤波器特性和FM调制器保证一个码元内相位增加；当相邻三个码元为-1、-1、-1时，则一个码元内相位减小；在其它码流图案下，由于正负极性抵消，迭加后脉冲波形面积比上述两种情况要小，即相位变化值小于。下表给出了不同码流图案下的相位增量。表中2A对应于调制后的相位增量为的输出响应面积。,52,GMSK通过引入可控的码间干扰(即部分响应波形)来达到平滑相位路径的目的，它消除了MSK相位路径在码元转换时刻的相位转折点。GMSK信号在一码元周期内的相位增量，不像MSK那样固定为/2，而是随着输入序列的不同而不同。,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,53,图2-12MSK和GMSK信号的相位路径比较,54,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,3、GMSK信号的产生GMSk的表达式可以写成：,其中：,55,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,尽管g(t)在理论上是在-t+范围内取值，但实际中需要对g(t)进行截短，仅取(2N+1)Tb区间，这样可以证明(t)在码元转换时刻的取值(kTb)是有限的，在当前码元内的相位增量(t)仅与(2N+1)个比特有关，因此(t)的状态是有限的。这样我们就可以事先制作cos(t)和sin(t)两张表，根据输入数据读出相应的值，再进行正交调制就可以得到GMSK信号，如图2-13所示。,56,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,图2-13波形存储正交调制法产生GMSK信号,57,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,4、GMSK的性能,图2-14GMSK的功率谱密度,58,表2-1GMSK在给定百分比功率下的占用归一化带宽,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,59,图2-15GMSK信号的邻道干扰,60,例如，数据速率，频道间隔，则归一化频道间隔。从图2-15可查得，在时，邻道干扰为-60dB。在时，邻道干扰为-70dB。在时，邻道干扰为-80dB。实际中还应考虑载波漂移等的影响，邻道干扰会比上述计算值严重一些。,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,61,5、GMSK信号的解调与误码性能GMSK信号的解调可以用与MSK一样的正交解调电路。在相干解调中，最重要的是相干载波的提取，这在移动通信环境中是比较困难的，因此通常采用差分解调和鉴频器解调等非相干方式解调。下面就介绍一比特延迟差分检测和二比特延迟差分检测的原理。,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,62,1.一比特延迟差分检测一比特延迟差分检测器的框图如图2-17所示。设中频滤波器的输出信号为SIF(t)=R(t)cosct+(t)(2-36),2.2.4高斯滤波的最小频移键控,图2-16一比特延迟差分检测器原理框图,63,在不计输入噪声与干扰的情况下，图中相乘器的输出为R(t)cosct+(t)R(t-Tb)sinc(t-Tb)+(t-Tb)经LPF后的输出信号为,(2-37),当cTb=k(2)(k为整数)时，,(2-38),2.2.4高斯滤波的最小频移键控,64,式中，R(t)和R(t-Tb)是信号的包络，永远是正值。因而Y(t)的极性取决于相差信息(Tb)。令判决门限为零，即判决规则为Y(t)0判为“+1”Y(t)0判为“-1”,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,65,2.二比特延迟差分检测二比特延迟差分检测器的框图如图2-18所示。图中相乘器的输出信号为,R(t)cosct+(t)R(t-2Tb)cosc(t-2Tb)+(t-2Tb)=R(t)R(t-2Tb)cosct+(t)cosc(t-2Tb)+(t-2Tb),图2-17二比特延迟差分检测器框图,图2-17中乘法器的输出为：,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,66,图2-18二比特延迟差分检测器的框图,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,67,经LPF后的输出,(2-40),(2-39),其中：,当2cTb=k(2)(k为整数)时,(2-41),2.2.4高斯滤波的最小频移键控,68,如果在中频滤波器后插入一个限幅器，则可以去掉振幅的影响。上式中，内的第一项为偶函数，在(Tb)不超过/2的范围时，它不会为负。它实际上反映的是直流分量的大小，对判决不起关键作用，但需要把判决门限增加一相应的直流分量；第二项,sin(t)-(t-Tb)sin(t-Tb)-(t-2Tb)(2-42),由此可见，检测器只要设置一个判决门限，并令判决规则为：,Y(t)判为“+1”Y(t)判为“-1”,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,69,图2-18差分编码的GMSK调制器,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,70,GMSK信号在衰落信道中传输时，检测的误码率和其它调制方式一样，与信噪比(Eb/N0)、多普勒频移等多种因素有关。当采用理想最大似然准则时，在高信噪比条件下，GMSK信号的误码率可由式（2-43）给出：,（2-43）,式中，,是加性高斯白噪声的单边功率谱密度；,是互补误差函数；,是在由,到,观察空间中，传号与空号信号之间的距离,的最小值；其中,的定义是：,的时间间隔内，在希尔伯特,（2-44）,分别是相应于传号与空号传输时的等效低通复包络,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,71,由于存在着码间干扰，所以GMSK信号的误码性能要比MSK信号差；且其误码率是的函数，因为高斯脉冲成形会影响码间干扰。要保证和MSK一样的误比特率，只有增加GMSK每比特内的能量信噪比。显然所需增加的每比特内能量信噪比的数量表示了符号间干扰的程度；或表示了由于符号间干扰所引起的误比特性能恶化的程度。所需增加的数量越大，说明性能恶化程度越大，反之越小。因此，恶化量与有关。图2-19给出了GMSK理论上的恶化量,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,72,2.2.4高斯滤波的最小频移键控,图2-19GMSK理论上的,恶化量,73,2.2数字频率调制,2.2.1二进制频移键控2.2.2连续相位频移键控2.2.3最小相位频移键控2.2.4高斯滤波的最小频移键控2.2.5高斯滤波的频移键控,74,由前面的讨论可知，MSK和GMSK两种调制方式对调制指数是有严格规定的，即h=0.5，从而对调制器也有严格的要求。GFSK吸取了GMSK的优点，但放松了对调制指数的要求，通常调制指数在0.40.7之间即可满足要求。例如在第二代无绳电话系统(CT-2)标准中规定，发射“+1”时对应的频率比fc低14.4kHz到25.2kHz。因此，GFSK调制的原理框图如图2-22所示。GFSK与GMSK类似，是连续相位的恒包络调制。此调制方式用在第二代无绳电话（CT-2）系统中，标准规定，发射“1”时对应的频率比低14.4kHz到25.2kHz。GFSK调制的原理框图如图2-20所示。,2.2.5高斯滤波的频移键控,75,2.2.5高斯滤波的频移键控,图2-20GFSK调制原理框图,76,2.3.1四相相移键控调制(QPSK)2.3.2交错四相相移键控调制(OQPSK)2.3.3/4-DQPSK调制,2.3数字相位调制,77,为了减小传输信号频带，提高信道频带利用率，可以将二进制数据变换为多进制（即M进制）数据来传输。用M进制数据控制载波的相位，就是M相相移键控。当M=4时，就是四相相移键控（QPSK）调制。在QPSK系统中，载波相位共有四个可能的取值，其相位矢量图如图2-21所示。以参考相位为基准，本图（a）中的已调波相位取的/4奇数倍，即取(2n+1)/4，因此称为/4系统QPSK；本图（b）中的已调波相位取/4的整数倍，即取n/2，因此称它为/2系统QPSK。由图可见，无论哪种系统，QPSK信号都可看成是载波相互正交的两个二相PSK信号之和。,2.3.1四相相移键控调制(QPSK),78,2.3.1四相相移键控调制(QPSK),图2-21QPSK信号相位矢量图,79,2.3.1四相相移键控调制(QPSK),图2-22QPSK正交调制器,80,由图2-22可见，它把二进制双极性不归零数据序列首先经串/并变换分成奇偶两路，即将二进制数据每两比特分为一组，共有四种组合：-1-1，-1+1，+1-1和+1+1，每路的码元宽度Tb扩展为2Tb，如表2-6所示。其中一路数据送入Q信道，对载波进行二相调制；而另一路数据送入I信道，对载波进行二相调制；两个二相信号相加得到四相PSK信号。这样，QPSK信号的相位就有四种可能的取值。且由于两个信道上的数据沿对齐，所以在码元转化时刻上QPSK信号的相位，可能产生90突变（当两个信道上只有一路数据改变极性时），或可能产生180突变（当两个信道上数据同时改变极性时），且每隔跳变一次。其星座图及相位转移图示于图2-23（a）中,2.3.1四相相移键控调制(QPSK),81,表2-6输入数据的串/并变换,82,2.3.1四相相移键控调制(QPSK),图2-23QPSK和OQPSK的星座图和相位转移图,83,当采用绝对调相时，QPSK信号和BPSK信号一样，也存在相位模糊问题。若假设解调器的输入信号为，并采用/4系统时，显然由矢量图可见，为了确保接收端能够准确无误的恢复出发送的数据，那么载波提取电路提供给信道的参考载波应当是，而提供给信道的参考载波则是。但是实际系统中载波提取电路并不一定能够提供这样的载波，即输出载波的起始相位可能具有4个数值：。载波究竟取哪个起始相位值完全是随机的。因此利用正交载波来解调信息时，就会产生相位模糊问题。为了消除QPSK相干解调时的相位模糊度，需要对四进制数据进行差分编码，从而形成差分四相相移键控（DQPSK）信号。,2.3.1四相相移键控调制(QPSK),84,2.3.1四相相移键控调制(QPSK)2.3.2交错四相相移键控调制(OQPSK)2.3.3/4-DQPSK调制,2.3数字相位调制,85,为了消除QPSK的的相位跳变，出现了交错（Offset）QPSK，即OQPSK。即在QPSK的同相和正交分量之间错开一个Tb。产生框图见下图所示。,2.3.2交错四相相移键控调制,86,2.3.2交错四相相移键控调制,87,举例说明OQPSK信号的相位特点。,由于I通路数据变换时，Q通路数据没变，反之一样。这样就避免了I、Q通路同时改变的情况，所以避免了的相位跳变。,2.3.2交错四相相移键控调制,88,OQPSK信号的特点：OQPSK的相位：/4和3/4；随输入数据的不同，OQPSK信号的相位每隔Tb都会跳变，但每次相位跳变量可限于：/2；从而显著减小了信号通过带限、非线性信道时所产生频谱扩散问题；,2.3.2交错四相相移键控调制,89,由上分析可见，OQPSK信号的功率谱与QPSK相同，其表达式为：,2.3.2四相相移键控调制(QPSK),OQPSK信号的解调与QPSK相同，仍然可采用相干解调。由于I和Q支路是相互独立的，因此相干解调的误码性能也与QPSK相同。在实际中，OQPSK比QPSK用得更多。,90,2.3.1四相相移键控调制(QPSK)2.3.2交错四相相移键控调制(OQPSK)2.3.3/4-DQPSK调制,2.3数字相位调制,91,2.3.3/4-DQPSK调制,1、/4DQPSK的概念及相位关系设想把已调信号的相位均匀分割成相间/4的8个相位点，并将它们分为两组，分别用“。”和“.”表示。设法使已调信号的相位在两组之间交替的跳变。它的相位关系如下图所示,图2-25,信号的相位关系,92,2.3.3/4-DQPSK调制,/4DQPSK信号的特点码元转换时刻只有/4,3/4的相位跳变可以采用差分检测解调，为它在移动通信中的应用提供可能,93,2.3.3/4-DQPSK调制,图2-26/4-DQPSK信号的产生原理框图,94,2.3.3/4-DQPSK调制,将上式展开：,定义：同相分量Uk是在当前相位条件下，信号矢量（幅值为1）在横轴上的投影，正交分量Vk是在纵轴上的投影。,2、/4DQPSK的产生,95,2.3.3/4-DQPSK调制,96,2.3.3/4-DQPSK调制,上式表明了前一码元两正交信号幅度Uk-1和Vk-1与当前码元两正交信号幅度Uk和Vk之间的关系，它取决于相位跳变量k。同时，由于k又取决于信号变换电路输入的码组SI、SQ，它们间的关系如下表所示。,97,2.3.3/4-DQPSK调制,表2-8/4-DQPSK的相位跳变规则,98,/4-DQPSK的相位跳变规则上述规则决定了在码元转换时刻的相位跳变量只有/4、3/4四种取值，且信号相位必在“。”和“.”之间跳变。另外，Uk和Vk只可能有五种取值，分别对应8个相位点的坐标值,2.3.3/4-DQPSK调制,99,为了进一步改善已调信号的功率谱特性，可用低通滤波器将对Uk和Vk的五电平信号进行平滑处理，使加到正交调制器的信号没有幅值的突变，而在五种取值中平滑变化。,2.3.3/4-DQPSK调制,100,2.3.3/4-DQPSK调制,在美国的IS-136数字蜂窝网中，规定这种滤波器应具有“线性相位特性和平方根升余弦”的频率响应，它的传输函数为：,101,设此LPF的矩形脉冲响应函数为g(t)，则最后形成的/4-DQPSK信号可表达为：,2.3.3/4-DQPSK调制,102,3、/4DQPSK的检测可采用相干检测、差分检测或鉴频器检测等。由于/4DQPSK中的信息完全包含在载波的相位跳变中，因此便于采用差分检测。下面分别介绍几种检测方式。,2.3.3/4-DQPSK调制,103,2.3.3/4-DQPSK调制,/4DQPSK的检测基带差分检测中频差分检测鉴频器检测,104,（1）基带差分检测,图2-27基带差分检测框图,2.3.3/4-DQPSK调制,105,设接收信号为：,2.3.3/4-DQPSK调制,106,2.3.3/4-DQPSK调制,107,2.3.3/4-DQPSK调制,108,（2）中频差分检测,图2-28中频差分检测原理框图,2.3.3/4-DQPSK调制,109,2.3.3/4-DQPSK调制,输入信号经两个支路相乘后的信号分别为：,经低通滤波后所得的低频分量为（取）：,后面的判决过程与基带差分检测完全一样。由上图可见，此方案的优点是不用产生本地载波。,110,（3）鉴频器检测,图2-33鉴频器检测框图,2.3.3/4-DQPSK调制,111,理想的鉴频器特性为,经过积分和采样后有,2.3.3/4-DQPSK调制,112,若直接根据k进行判决，就可能出现错判。例如，k=10,k-1=340，则k=10-340=-330，但实际的相差仅为30。因此，在差分相位解码前要加入一个模2的校正电路。其校正规则如下：,如果k-180,则k=k+360如果k180,则k=k-360,2.3.3/4-DQPSK调制,113,/4-DQPSK检测小节计算机模拟表明，以上三种检测是等效的在基带差分检测中，设计难点在于本地振荡器的设计在中频差分检测、鉴频器检测中，设计难点在于BPF的设计差分检测硬件简单，适用于衰落信道,2.3.3/4-DQPSK调制,114,2.3.3/4DQPSK调制,4、/4DQPSK的误码性能/4-DQPSK在理想高斯信道条件下系统的抗噪声性能。基带差分检测的误比特率为：,115,图2-34/4-DQPSK的误比特率性能及频差f引起的相位漂移=fTs,2.3.3/4DQPSK调制,116,第二章无线系统中的调制技术,2.1概述2.2数字频率调制2.3数字相位调制2.4正交幅度调制2.5多载波调制和正交频分复用,117,2.4正交幅度调制,“正交幅度调制（QAM：quadratureamplitudemodulation）”，通过对相位和振幅的联合控制，即它同时利用了载波的幅度和相位来传递信息比特，因此在最小距离相同的条件下，QAM星座图中可以容纳更多的星座点，从而可在限定的频带内传输更高速率的数据。,Am、Bm：离散振幅；Ts：码元宽度；M：Am、Bm的电平数；A：固定振幅；（dm,em）：由输入数据所决定，它们决定已调QAM信号在信号空间中的坐标点；,118,2.4正交幅度调制,图2-31QAM调制解调原理框图,119,2.4正交幅度调制,把信号矢量端点的分布图称为星座图。QAM是用两路独立的基带信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波双边带调幅，利用这种已调信号的频谱在同一带宽内的正交性，实现两路并行的数字信息传输。目前，该调制方式正得到日益广泛的应用，它的星座图通常为矩形，也称为“方形星座图”，如图2-32所示。比如有4QAM、l6QAM、64QAM、256QAM等，它们分别对应、16、64、256个矢量端点。从图2-32中可以看出，电平数L和信号矢量端点M之间的关系是。对于4QAM，当两路信号幅度相等时，其产生、解调、性能及相位矢量均与4PSK相同。,120,2.4正交幅度调制,图2-32QAM信号的星座图,121,2.4正交幅度调制,由图2-32可见，假设已调信号的最大幅度为1，可以算出MQAM信号方形星座图上的信号点间的最小距离为：,其中L为星座图上信号点在横轴和纵轴上投影的电平数。,同理，因MPSK的所有的星座点只能分布在半径相同的圆周上，因此不难得出MPSK时星座图上信号点间的最小距离为：,当M4的时候，；即4PSK和4QAM信号具有相同的星座图。当M4时，这说明MQAM信号的抗干扰能力优于MPSK信号。,122,2.4正交幅度调制,例如，当时，画出16QAM和16PSK的信号星座图如图2-33所示。,图2-3316QAM和16PSK信号的星座图,123,2.4正交幅度调制,这个结果表明，因为，所以16QAM信号比16PSK信号抗干扰能力强。,124,对QAM信号而言，QAM信号的星座图结构不仅影响到已调信号的功率谱特性，而且影响已调信号的解调及其性能。目前常用的设计准则是：在信号功率相同的条件下，在考虑解调复杂性的情况下，尽可能选择信号空间中信号点之间最大距离的信号结构，这样不容易受到噪声和干扰的影响而出现误判；此外，星座图中应包含尽可能少的相位圈和相位点，此有利于接收端的自动增益控制和载波相位跟踪。图2-34是限定信号点数目M8，要求这些信号点仅取两种幅值，且信号点之间的最小距离为2的条件下，得到的几种信号空间结构。,2.4正交幅度调制,当所有信号点等概出现的情况下，其平均发射信号功率为：,125,2.4正交幅度调制,图2-348QAM信号空间结构,126,此外，为了改善方型QAM的接收性能，还可以采用星型QAM，如图2-35所示。将16QAM方型星座图和其对应的星型星座图进行比较可以发现，星型QAM的振幅环由方型的3个减少为2个，相位由12个减少为8个，这将有利于接收端的自动增益控制和载波相位跟踪。,2.4正交幅度调制,图2-35星型MQAM星座图,127,2.4正交幅度调制,对于方型QAM来说，它可以看成是两个相互正交的多电平脉冲振幅调制信号之和，因此利用脉冲振幅调制的分析结果，可以得到MQAM信号的误码率为：,为了比较，下面也列出了MPSK信号的理想误码率公式,其计算结果如图2-36所示。由图可见，16QAM系统的性能要优于16PSK系统，而且随着M的增大，其频带利用率也越来越高。因此，在频带受限系统中，MQAM是一种很有发展前途的调制方式。,128,2.4正交幅度调制,图2-36M进制方形QAM的误码率曲线,129,第二章无线系统中的调制技术,2.1概述2.2数字频率调制2.3数字相位调制2.4正交幅度调制2.5多载波调制和正交频分复用,130,2.5多载波调制和正交频分复用,2.5.1多载波调制系统2.5.2正交频分复用（OFDM）的工作原理2.5.3OFDM系统中的关键技术2.5.4OFDM系统的应用,131,2.5.1多载波调制系统,1、无线信道的典型特征无线信道对信号的影响：大尺度衰落阴影衰落多径衰落多普勒效应,132,多径衰落从时域看，存在时延扩展，时间弥散性导致ISI从频域看，出现频率选择性衰落（相关带宽）在无线传输系统中如果没有额外的抗码间干扰措施，则由于多径效应的存在，其信号的传输速率则应该受到限制多普勒效应从频域看，多普勒频移导致频率弥散性从时域看，存在时间选择性衰落（相干时间）如果基带信号符号宽度大于无线信道的相干时间，那么信号的波形就可能会发生变化，产生时间选择性衰落，造成接收信号的畸形,2.5.1多载波调制系统,133,2.5.1多载波调制系统,2、单载波调制系统,图2-37单载波系统基本结构,134,特点数据传输速率不高的情况下，ISI不严重传统上克服ISI的方法单载波调制时加时域均衡的方法直接序列扩频码分多址加Rake接收技术对于高速数据业务而言，符号之间会存在较严重的ISI对单载波TDMA系统来说，就对均衡器提出了非常高的要求，即抽头数量要足够大，训练符号要足够多，训练时间要足够长，这样均衡算法的复杂度也会大大增加对于窄带CDMA系统而言，其主要问题在于扩频处理增益与高速数据流之间的矛盾,2.5.1多载波调制系统,135,3、多载波系统多载波通信系统中，首先把一个高速的数据流分解为若干个低速的子数据流，用低速率多状态符号再去调制相应的子载波，从而构成多个低速率符号并行发送的传输系统。其基本结构如图2-38所示,2.5.1多载波调制系统,136,2.5.1多载波调制系统,图2-38多载波系统的基本结构,137,2.5.1多载波调制系统,目前子载波的选取有以下三种设置方案，如图2-39所示,图2-39子载波频率设置（a）传统的频分复用（b）3dB频分复用（c）OFDM,138,2.5.1多载波调制系统,第一种方案是传统的频分复用，如上图（a）所示。其是将整个频带划分为N个不重叠的子带，每个子带传输一路子载波信号；在接收端用滤波器组进行分离这种方案的优点是实现简单、直接缺点是其频谱利用率低，子信道之间要留有保护频带，而且多个滤波器的实现也有不少困难第二种方案是采用偏置QAM技术，使得已调信号的频谱部分重叠，其复合谱是平坦的，如上图（b）所示频谱重叠的交点在信号功率比峰值功率低3dB处子载波之间的正交性通过交错同相和正交子带的数据得到第三种方案即采用“正交频分复用（OFDM）”，各子载波的频谱有1/2的重叠，但子载波保持相互正交优点是其可以避免使用滤波器组，同时可提高频谱效率近1倍,139,2.5多载波调制和正交频分复用,2.5.1多载波调制系统2.5.2正交频分复用（OFDM）的工作原理2.5.3OFDM系统中的关键技术2.5.4OFDM系统的应用,140,2.5.2正交频分复用的工作原理,1、基本工作原理基本原理就是在频域内将给定的信道划分成许多正交子信道，将高速的数据流通过串并变换，分配到传输速率相对较低的各个子信道中，在每个子信道上使用一个正交子载波分别进行调制，并且各子载波并行传输。在接收端由于子载波的正交性，利用相关检测就可实现各子信道的分离。图2-40给出了OFDM系统的基本模型框图。,141,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-40OFDM系统基本模型框图,142,2.5.2正交频分复用的工作原理,若用T表示OFDM符号的宽度，表示分配给每个子信道的数据符号，表示第个子载波的载波频率，则采用复等效基带信号表示的OFDM输出信号为其中：,（2-79）,143,2.5.2正交频分复用的工作原理,式（2-79）中的实部和虚部分别对应于OFDM符号的同相和正交分量，实际中可分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘，然后合成OFDM符号。OFDM信号由N个子载波组成，子载波的间隔为f，且f=1/T；在内，第个子载波可以用下式表示：,所有的子载波在,内都是相互正交的，即它们满足下式：,（2-81）,144,2.5.2正交频分复用的工作原理,由上可见，子载波的载波频率可表示为：,图2-41给出了一个OFDM符号内包含4个子载波的实例。在本例中4个子载波具有相同的幅度和相位（在实际应用中，有可能不同）。从图2-41可以看到，每个子载波在一个OFDM符号周期内都包含整数倍个周期（fi=i/T）。而且各个相邻子载波之间相差一个周期。不难验证，子载波之间满足式（2-81），即它们在0,T内相互正交。在接收端，如果希望对第个子载波进行解调，然后在时间长度T内进行积分，即：,145,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-41OFDM符号内包含4个子载波的实例,146,2.5.2正交频分复用的工作原理,2、OFDM系统的DFT实现在实际运用中，OFDM信号的调制和解调都是采用数字信号处理的方法来实现，此时要对信号进行抽样，形成离散时间信号。由于OFDM信号的带宽为，信号必需以的时间间隔进行采样。为了叙述方便，可以忽略式（2-79）中的矩形函数，对信号S(t)以T/N的速率进行采样。即令有：,147,2.5.2正交频分复用的工作原理,从该式可以看出，OFDM信号的离散样值等效为对di进行IDFT运算。同样在接收端，为了恢复出原始的数据符号di，可以对sk进行逆变换，即实施DFT运算得到：,由以上分析可见，OFDM系统的调制和解调可以分别由离散傅立叶反变换/离散傅立叶变换（IDFT/DFT）来代替。在OFDM系统的实际应用中，可以采用更加方便快捷的快速傅立叶反变换/快速傅里叶变换（IFFT/FFT）来实现调制和解调。,148,2.5.2正交频分复用的工作原理,3、保护间隔和循环前缀在OFDM系统中，为了最大限度的消除符号间干扰（ISI），通常在每个OFDM符号之间要插入保护间隔（GI：GuardInterval），该保护间隔的长度Tg一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样就可保证前后符号（码元）之间不会产生干扰。在此保护间隔内，可以不传输任何信息，即它是一段空闲的传输时段。然而在这种情况下，由于多径传播的影响，会破坏子载波之间的正交性，即产生了子信道间的干扰（ICI）或子载波间干扰，如下图2-42、243所示。,149,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-42多径情况下，空闲保护间隔对子载波之间造成的干扰,150,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-43具有循环前缀的OFDM符号,151,2.5.2正交频分复用的工作原理,循环前缀的插入过程如图2-44所示。加入保护间隔之后基于IFFT（IDFT）的OFDM基带系统框图示于图2-45所示。输入数据首先经过串/并变换后，进行IDFT或IFFT和并/串变换，然后在保护间隔内插入循环前缀信号，再经过数/模变换后形成OFDM信号S(t)。该信号经过信道传输后，接收到的信号r(t)，经过模/数变换，去掉保护间隔以恢复子载波之间的正交性，再经过串/并变换和DFT或FFT后，恢复出OFDM的调制信号，最后经过并/串变换后还原出输入的符号。,152,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-44保护间隔的插入过程,153,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-45OFDM系统实现框图,154,4、带外功率辐射及加窗处理由上分析可知，OFDM信号的功率归一化的复包络可表示为：,其中：是功率归一化因子；,2.5.2正交频分复用的工作原理,155,2.5.2正交频分复用的工作原理,OFDM符号的功率谱密度为N个子载波上的信号功率谱密度之和，即：,下图给出了N16,的OFDM信号的功率谱密度图。,156,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-46OFDM信号的功率谱密度,157,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-47子载波个数分别为16、64和256的OFDM系统的功率谱密度,158,根据OFDM符号的功率谱密度表达式（2-87），功率谱的带外衰减速度比较慢，即带外辐射功率比较大。随着子载波数量的增加，由于每个子载波功率谱密度主瓣、旁瓣幅度下降的陡度增加，所以OFDM符号功率谱密度的旁瓣下降速度会逐渐增加。但是即使在256个子载波的情况下，其-40dB带宽仍然会是-3dB带宽的4倍，参见图2-47所示。为了加快OFDM信号功率谱带外部分的下降速度，需要对OFDM符号进行“加窗”处理。对OFDM符号“加窗”意味着令符号周期边缘的幅度值逐渐过渡到零。通常采用的窗函数就是升余弦函数，其定义为：,2.5.2正交频分复用的工作原理,159,2.5.2正交频分复用的工作原理,（2-88）,160,经过加窗处理的OFDM符号见图2-48所示。由图可见，其允许在OFDM相邻符号之间存在有相互重叠的区域。,2.5.2正交频分复用的工作原理,图2-48经过加窗处理的OFDM符号示意图,161,5、参数选择在OFDM系统中，有以下参数需要确定：符号周期、保护间隔、子载波的数量。这些参数的选择取决于给定信道的带宽、时延扩展以及所要求的信息传输速率。其参数一般按照以下步骤来确定确定保护间隔：根据经验，保护间隔的时间长度应该为应用环境信道的时延扩展均方根值的2-4倍选择符号周期：考虑到保护间隔所带来的信息传输效率的损失和系统的实现复杂度以及系统的峰值平均功率比等因素，在实际系统中，一般选择符号周期长度至少是保护间隔长度的5倍确定子载波的数量：子载波的数量可以直接利用-3dB带宽除以子载波的间隔（即去掉保护间隔之后的符号周期的倒数）得到；或者也可以利用所要求的比特速率除以每个子信道中的比特速率来确定子载波的数量。每个子信道中传输的比特速率由调制类型、编码速率以及符号速率来确定,2.5.2正交频分复用的工作原理,162,1、同步技术载波同步，指接收端本地载波的振荡频率要与发送载波同频同相。在单载波系统中，载波频率的偏移只会对接收信号造成一定的幅度衰减和相位旋转，这可通过均衡器等方法来加