基于单片机的无功补偿控制器

引 言 随着现阶段我国经济的发展状况和国际化能源紧张趋势的加剧，加强电能质量和节能降耗的影响已成为十分重要的工作。无功补偿作为一种电网节能的方式来提高功率因数是一种行之有效地措施。现阶段我国采用的无功补偿措施主要有同步调相机、并联电容器和静止无功补偿等方式，但这些补偿方式普遍存在着电网冲击和无法实现实时补偿等问题，为了解决以上问题，本设计采用了一种新型的无功补偿技术，该技术利用与电网同频同相的可调电压源与电容并联的方式来实现对电网无功功率的补偿。 本毕业设计利用ATMEL生产的AT89C52单片机控制PWM信号的斩波频率，从而实现对可调电压源信号的控制，使可调电压源信号与电网电压信号同频同相，实现无功补偿。采用可调电源技术来实现新型的无功补偿主要能够改善以往所采用的无功补偿装置在电容投切过程中所存在的冲击现象和提高无功补偿的响应速度，实现实时补偿。第1章 绪论随着我国经济发展和国际化能源紧张局势的加剧，加强电能质量和节能降耗的影响十分重要，这其中采取无功补偿方式提高功率因数是行之有效的措施。在电力供电系统中，功率因数的提高是一项重要的技术工作，直接关系到输电线路的电能损耗，供电的经济性，供电质量。功率因数的补偿措施一直为人们所重视。研制高性能的功率因数装置具有实际的社会、经济效益。而且在电力系统中，无功功率要保持平衡，否则，将会使系统电压下降，严重时，会导致使被损坏，系统瓦解。此外，网络的功率因数和电压降低，使供电设备得不到充分利用，促使网络传输能力下降，损耗增加。因此，解决好网络补偿问题，对网络降损节能有着极其重要的意义。1.1无功补偿的意义按电网无功功率补偿方式可分为出串联补偿和并联补偿。并联补偿方式又可分为电容器组补偿，调电感补偿，调相机补偿的移相补偿等。本设计我们将采用并联电容器补偿，主要用用单片机技术，实现对低压电力系统的监控。完成功率因数的测量，并根据所测得数据进行可调电压源的控制，以实现对电力系统的功率因数的补偿。无功补偿控制器是无功补偿的核心，其性能直接影响补偿的效果。它是根据检测的功率因数或无功功率，按照一定的控制规则投入或切除电容器，实现对线路进行无功补偿。在低压配电网中有相当一部分是感性负荷，它不仅要消耗大量的有功功率，也要吸收很多的无功功率，从而使功率因数下降，导致无功电源不足，系统电压降低，电能损耗增大，这大大影响了电网的供电能力。因此电力部门千方百计要提高系统的功率因数，除本身采取相应的措施外，更要求每个用户在其母线上进行功率因数的补偿。即借助于相关的无功功率补偿设备，即使、正确、必要的提供无功功率补偿。由于这个课题涉及面光，切有较高的经济含量和技术附加量，因此无功功率补偿设备的研究一直是国内外相关企业激烈竞争的项目之一。无功功率补偿技术近年来越来越引起人们的关注，它是设计电力、电子技术、电气自动化技术和理论电子的领域的重大课题。我国电网曾在20世纪70年代由于缺乏无功功率补偿设备而长期处于低电压运行状态。有些地方想有调节变压器分接头的办法来解决本地区电压低的问题。开始这种办法也有一些效果，某些供电点电压升高了，但是这是一降低别处的电压为代价的，因为总的无功电源不足，局部地区电压升高无功负荷增大，必然使别处无功功率更少、电压更低。各处普遍采用调节变压器分接头的结果，不仅没能提高负荷的供电电压，反而使得无功损耗加大，整个系统低电压问题更加严重。在这种情况下，首要的问题应该是增加无功补偿设备。低压运行同时对电网安全带来巨大危害，系统稳定性差，十分脆弱，经受不起事故异常及负荷强烈变化对系统的冲击，容易造成大面积的停电和系统瓦解的后果，国内外均有此先例。由此可见，合理配置无功电源，进行无功补偿是非常重要。由于人工投切电容不能及时跟踪无功负荷的变化，不能始终保持功率因数而后打压质量在规定范围，所以无功的自动控制是一个值得研究的课题。无功功率问题，根据世界各个地区电力系统近数十年来的经验，积累了大量资料。我国电力系统亦同样积累了很多宝贵的经验，广泛应用到生产实践中去世有一定重要价值的。有效的无功补偿有非常大的经济效益和社会效益，主要表现在：1、减少线路损耗。就全国讲，线路损耗约占据12%，其中主要是无功分量引起的损耗，若无功损耗降低50%60%，一年便可节约电500亿度左右，相当于半个三峡工程的发电量。这种不消耗一次能源，便可增大发电量的工程是绝好的绿色工程。且投资极小，见效快。2、避免罚款。我国电力部据物价局“关于颁发功率因数调整电费办法通知”中规定，功率因数0.94时，减少电费1.1%功率应属0.6时增加电费15%。例如一个315KVA的变压器，功率因数从0.6提高到0,94以上，年奖罚差34万元。3、不额外投资，便实现扩容。进行无功补偿后，便可提高电承载率，变压器可满负荷运行。例如一台315KVA的变压器，cos =0.6负荷的变压器只能提优质服务189KW的有功功率，不能承受300K左右的容量，需要购买一台500KVA的变压器替换，将功率因数由0.6提高到0.98，相当于扩大了63%，即有功由189KW高到309KW，可基本满足要求的容量，便节省了一台500KVA的变压器，经费约三四十万元。4、改善电能质量，延长电气寿命，提高产品质量。电能质量用电压和频率两个指标衡量，电压的稳定性取决于无功的平衡。频率的稳定性取决于有功的平衡，而电压的稳定与否又直接影响电器寿命，影响机械加工精度。如果电压稳定性提高5%仅照明灯（寿命延长50%）全国一年可节约数亿元。至于因电压不稳、供电不足而造成废品、次品、设备减寿、停产、停电损失更是难以统计的。 在电力系统中要设法减小相位差，提高cos值，称为提高功率因数，以降低无功功率，减小电能损失。由=cos-1RR2+(XL-XC)2式看出，若能使(XL-XC)2为零，则值为最小。功率因数最高，就是说如能使感抗和容抗最大限度的相互抵消，则线路中功率因数最高。由容抗抵消感抗（反之亦然）从而减小的方法称为功率因数补偿。进行功率因数补偿可以：1、降低无功电流，减小线路及变电设备的损耗。线路损耗的功率与负载电流平方成正比，功率因数提高了，我供电刘大大减小，则线路上的耗损也大大减小了。2、可以改善供电电压质量。当功率因数提高后由于容性负载的加入，是线路末端的电压平滑，起到了稳定电压的作用。3、提高系统的裕度。当系统的设备容量不变时，提高功率因数相当于增加负载的容量。4、提高电路的功率因数不是负载本身的功率因数有什么改变而使负载本身的性能及指标将不受任何影响。由此可见，提高功率因数，不但是当今能源形势的缓兵之策，也是关系到国计民生的长远政策。能源是有限的，既然是不可再生的，我们唯一能做的就是减少浪费，高效合理的利用它们，这才是明智之举，是我们除了寻找代替能源以外的最有价值的事情。因此我们必须重视电能的高效利用，不光在传输过程中，在使用过程中也是一样。这不仅符合经济效率的规律，还是能源科学使用的具体表现。既然我们不能给后代生产出不可再生能源，我们就要努力高效使用它们，减少无谓的消耗，这跟我们为后人创造能源是同出一辙的，具有相同深远的意义。1.2 无功补偿技术现状现阶段采用的无功补偿方式主要有同步调相机、并联电抗器、并联电容器、静止无功补偿补偿和静止无功功率发生器几种。 同步调相机 （Synchronous Compensator ）运行于电动机状态，但不带机械负载，只向电力系统提供无功功率的同步电机。又称同步补偿机。用于改善电网功率因数，维持电网电压水平。 电力系统中的主要负载是异步电动机和变压器。这些设备均从电网汲取大量的无功功率以供其励磁之用。所以，电网担负着很大一部分电感性的无功电流，导致电网的功率因数降低，以致发电机和输配电设备的作用不能充分发挥，线路损耗和电压损失增大，输电质量变坏，甚至影响输电的稳定性。由于同步电机处在过励状态时，可以从电网汲取相位超前于电压的电流，从而改善电网的功率因数（见功率因数的提高，因此在过去的生产实际中，除选用一部分同步电动机外，还在电网的受电端装设一些同步调相机，用于改善电网的功率因数。根据电网负载情况的不同，适当调节调相机的励磁电流，可改变调相机汲取的无功功率，使电网的功率因数接近于1。此外,在长距离输电线路中，线路电压降随负载情况的不同而发生变化，如果在输电线的受电端装一同步调相机，在电网负载重时，让其过励运行，减少输电线中滞后的无功电流分量，从而可减少线路压降；在输电线轻载的情况下，让其欠励运行，吸收滞后的无功电流，可防止电网电压上升，从而维持电网的电压在一定的水平上。同步调相机还有提高电力系统稳定性的作用。 同步调相机的结构基本上与同步电动机相同，只是由于它不带机械负载，转轴可以细些。如果它具有自起动能力,则其转子可以做成没有轴伸,便于密封。同步调相机经常运行在过励状态,励磁电流较大,损耗也比较大，发热比较严重。容量较大的同步调相机常采用氢气冷却。随着电力电子技术的发展和静止无功补偿器 (SVC)的推广使用，调相机现已很少使用。 并联电容器（Shunt Capacitor）原称移相电容器。主要用于补偿电力系统感性负荷的无功功率，以提高功率因数，改善电压质量，降低线路损耗.单相并联电容器主要由心子、外壳和出线结构等几部分组成。用金属箔（作为极板）与绝缘纸或塑料薄膜叠起来一起卷绕，由若干元件、绝缘件和紧固件经过压装而构成电容心子，并浸渍绝缘油。电容极板的引线经串、并联后引至出线瓷套管下端的出线连接片。电容器的金属外壳内充以绝缘介质油。 电网中的电力负荷如电动机、变压器等，大部分属于感性负荷，在运行过程中需向这些设备提供相应的无功功率。在电网中安装并联电容器等无功补偿设备以后，可以提供感性负载所消耗的无功功率，减少了电网电源向感性负荷提供、由线路输送的无功功率，由于减少了无功功率在电网中的流动，因此可以降低线路和变压器因输送无功功率造成的电能损耗。 并联电抗器的作用主要有：1、削弱空载或轻载时长线路的电容效应所引起的工频电压升高。 这种电压升高是由于空载或轻载时，线路的电容（对低电容和相间电容）电流在线路的电感上的压降所引起的。它将使线路电压高于电源电压。当愈严重，通常线路愈长，则电容效应愈大，工频电压升高也愈大。 对超高压远距离输电线路而言，空载或轻载时线路电容的充电功率是很大的，通常充电功率随电压的平方面急剧增加，巨大的充电功率除引起上述工频电压升高现象之外，还将增大线路的功率和电能损耗以及引起自励磁，同期困难等问题。装设并联电抗器可以补偿这部分充电功率。 2、改善沿线电压分布和轻载线路中的无功分布并降低线损。 当线路上传输的功率不等于自然功率时，则沿线各点电压将偏离额定值，有时甚至偏离较大，如依并联电抗器的补偿，则可以抑制线路电压的升高。 3、减少潜供电流，加速潜供电弧的熄灭，提高线路自动重合闸的成功率。 所谓潜供电流，是指当发生单相瞬时接地故障时，在故障相两侧断开后，故障点处弧光中所存在的残余电流。静止补偿器的全称是静止无功功率补偿器（SVC，Static Var Compensator），有各种不同形式。目前常用的有晶闸管控制电抗器（TCR，Thyristor Controlled Resistance）、晶闸管投切电容器（TSC，Thyristor Switched Capacitor）和饱和电抗器（SR，Saturated Resistance）三种。静止补偿器是近年来发展起来的一种动态无功功率补偿装置，电容器，电抗器，调相机是对电力系统静态无功电力的补偿，而静止补偿器主要是对电力系统中的动态冲击负荷的补偿。根据负荷变动的情况，静止补偿可以迅速改变所书车的无功功率的性质或保持母线电压的恒定。静止补偿器实际上是将可控电抗器与电容器并联使用。电容器可发出无功功率，可控电抗器可吸收无功功率。其控制系统由可控的电子器件来实现，响应速度远远高于调相机，一般只有20MS。他主要用于冲击负荷如大型电炉炼钢、大型轧机以及大型整流设备等。另外，在电力系统的电压枢纽点、支撑点也可用静止补偿器拉提高系统的稳定性，同时，静止补偿器还可以抑制谐波对电力系统的危害。比SVC更为先进的现代补偿装置时静止无功发生器（SVG，Static Var Generator）。SVG也是一种电力电子装置。其最基本的电路仍是三相桥式电压型或电流型变流电路。目前使用的主要是电压型。SVG和SVC不同，SVC需要大容量的电抗器、电容器等储能元件，而SVG在其直流侧只需要较小容量的电容器维持其电压即可。SVG通过不同的控制，既可使其发出无功功率，呈电容性，也可使其吸收无功功率、呈电感性。采用PWM控制，即可使其输入电流接近正弦波。 1.3 本毕业设计概述用投切电容方式进行无功补偿,由于电容的投切是分级进行的,故产生的补偿电流也是阶跃式的,一段运行期内(例如白天和夜间)不是过补偿就是补偿,无法使电网无功功率得到恰当的补偿。另外,目前电容的投切多采用MSC(Mechanically Switched Capacitor),开关是机械式交流接触器,其接点间容易拉弧粘连,工作寿命短,响应速度慢,且投切过程还对系统产生冲击电流和冲击电压。一些电容投切装置改用无触点的固态继电器,但它成本高,在流过大补偿电流时将产生较大的额外损耗。晶闸管控制电抗器与固定电容的组合TCR+FC虽然可以达到连续补偿的目的,使电网无功功率得到完全补偿,但它同时也向电网引入谐波,与电源交换无功,而且体积大成本高。考虑上述两种装置的缺点,我们使用了一种新的思路,采用可调电压源技术来实现新型的无功补偿工作，可调电压源的实现主要运用了开关线性复合技术来实现。该无功补偿装置的原理框图如图1-1所示，系统以单片机AT89C52为核心，对所采集到的电网信号进行分析，并根据所采集的信号实现对可调电压源的调节，使其于电网电压同频同相，以实现对无功功率的补偿。AT89C52A/D转换电流取样电压取样B相电流AC相电压RS-232C串行通信220V电源可调电压源显示电路按键电路图1- 1 系统的硬件结构框图 第2章 基于SLH的连续无功补偿装置机理采用线性开关复合功率变换技术来实现新型的无功补偿主要能够该善以往所采用的无功补偿装置在电容投切过程中所存在的冲击现象和提高无功补偿的响应速度，实现实时补偿。2.1 新型连续无功补偿装置的基本原理2.1.1 基本原理图2- 1 连续补偿的基本原理 如图2-1所示，UW表示电网电压，UV是一个和电网电压同频同相的可调电压源，C是作为补偿用的电容器。负载ZL一般是感性负载。于是有： （2-1）则本拓扑中，电容支路所发出的容性无功功率为： （2-2）由式（2-2）有，当UV=0和UV=UW时，则电容支路所发出的无功功率分别为： （2-3） （2-4）由（2-3）式可知，当电容支路的可调电压源UV=0时，本装置相当于电容直接与电网相并联，对于可调电压范围在0UW的可调电压源来说，此时本装置发出的容性无功最大。当UV=UW时，本装置不发出容性无功功率，容性支路的电流IC=0。本装置中所发出的无功功率由两部分组成：一部分是与可调电压源相连的电容发出的无功功率QC，另一部分是由可调电压源发出的无功功率QV。QC和QV的表达式如下： （2-5） （2-6） 令 则QC和QV可分别表示为： （2-7） （2-8）由式（2-8）可知，可调电压源发出的无功功率QV与D呈非线性的关系，当D=1/2也即可调电压源的电压QV是电网电压UW的一半时，可调电压源输出最大容性无功功率： （2-9）当D为0或者1（也即可调电压源的电压为0或者和电网电压一样大）时，可调电压源不发出无功功率。当大于1或小于0（也即可调电压源的电压比电网电压高或电压极性反向）时，QV为负值；换言之，可调电压源不是输出容性无功功率而发出感性无功功率。图2-2表示整个装置发出的无功功率Q，电容器发出的无功功率QC，可调电压源发出的无功功率QV和它的电压UV之间的关系。图2- 2 Q,QC,QV之间的关系2.1.2 同无功功率发生器SVG的比较本方案与SVG同属于有源连续无功补偿方案，不同之处在于： SVG中的连接器件是电感，在一定的电压下，电感值越小， SVG发出的无功功率也就越大；本方案的连接器件是电容，在一定的电压下，电容越大，本装置发出的无功也就越大；由于电容的额定电流通常比电感小，考虑性价比， SVG适合进行大容量的连续无功补偿，而本装置适合于中小型容量的连续无功补偿； SVG中的电感是用来平滑注入电网的电流的，而本装置中的电容是作为补偿器件产生无功功率的； SVG所产生的无功功率基本上都由可调电压源提供，而本装置所产生的无功功率由两部分组成，一部分由电容器提供，另一部分则由可变电压源提供，所以在提供相同大小的无功功率时，本装置中可调电压源的容量可以比SVG中可调电压源的容量小得多。 本方案的优点是：（1）既可连续提供容性无功又可连续提供感性无功，且不附加对电网的谐波污染；在容量需求较小时可由单级提供电网所需的无功功率。在容量需求较大时还可用与无源补偿混合的方式连续提供电网所需的无功，使功率因数接近1，从而保证得到最佳的补偿效果。（2）可预置可变电压源电压UV=UW，使其在零电流下投入，大大减小对电网的冲击和延长电容的使用寿命。（3）由于可变电压源的容量仅为所需无功容量的1/4，且控制简单，故具有低成本的特点，有利于在扩展容量与电压等级时使用。 图2- 3 利用原装置扩容原理（4）除增加一可变电压源外，这一方案可充分利用原有补偿装置的补偿电容。如图2-3所示，如果原多级无源装置发出的最大容性无功功率为Q，最大补偿无功将由N级实现，每级提供的最大无功功率为Q/N。第一级采用补偿电容与可调电压源相串的有源补偿，提供的无功功率为0Q/N连续可调，而其他N-1级为固定值Q/N，则可通过第一级的连续调节与其它级的分级投切相配合达到无功功率Q的连续调节。例如，当需要切除一整级时，只要可变电压源电压置0v并与待切的开关同时动作就使切除后补偿的无功功率不变，从而实现连续调节。因此，这一方案极适合于对现有补偿装置的改造和技术提升。基于上述优点，这一方案具有广阔的应用前景，将为企业带来巨大的经济效益。2.2 SLH的基本原理 在共集（漏），共射（源），共基（栅）这三种基本放大电路中，共集（漏）极放大电路是输入电阻最大，输出电阻最小的一种拓扑，它的电压放大倍数小于1但接近于1，且其频带在三种放大电路中也是较宽的，因而这种拓扑的输出电压能够忠实的反映输入的信号而被称作电压跟随器。把这一电压跟随器级联于开关型电源的滤波电路之后就形成开关线性（电压跟随器是线性电路）复合功率变换技术的基本结构。图2- 4 SLH的简单应用 图2-4为开关滤波电源输出正电压时的简单应用。当然，在开关电路之后增加一级线性电路必然会增加整个电路系统的功率损耗。但是这个增加的损耗是很小的，因为开关线性复合技术的线性电路与传统线性功放的不同之处在于它不像 B类，AB类功放电路那样由正负直流电源E供电而是由包络于输出电压的纹波电压Us供电；功率器件并不工作在大跨度纯线性区域，而是工作于临界饱和状态偏线性一侧的特殊状态。开关电源滤波之后的纹波电压Us是与基（栅）极输入信号Ui同步的，其幅值略高于Ui（如图2-5所示）。这样，使整个电路既具有线性放大电路才有的基本规律；又有开关电路才有的低通态损耗特性。 (a)B类功放功率器件的状态 （b）SLH功率器件的状态图2- 5 两种功率因数状态的比较图2-6是整个开关线性复合系统的原理框图。图中，参考信号是一个和期望输出电压在波形上相同或相近的信号。也就是说，输出电压在波形上要始终跟踪参考信号。参考信号一方面经过PWM斩波环节输出脉宽调制波以控制主电路的开关功率管，从而在主电路的开关滤波之后输出一个与参考信号在波形上相似、幅值不同，且叠加有纹波的前级输出波形Us。另一方面，参考信号经过一个前置放大单元得到开关线性复合系统线性部分栅极的高电压驱动信号Ui。前级的电压Us，和控制电路的驱动信号Ui分别加到后级功率管的集电极（漏极）与基极（栅极）。后级功率管的射极（源极）输出波形Uo跟踪栅极驱动信号Ui电压波形的幅频，幅值仅低一个阀值电压。图2- 6 开关线性复合功率变换原理图 由于Ui与Uo几乎相同，而Us和 Ui波形如图2-5 所示，因此开关线性复合系统的线性部分事实上具有滤波的作用。Us与Uo相比多出的纹波电压都加在了功率管上，被功率管所消耗，从而滤波电路的电感电容可以大大减小以节省系统的成本。另一方面看，在获得相同的输出电压波形THD指标时，开关线性复合型电源采用的开关频率要比开关滤波型电源采用的开关频率低很多。开关频率降低必然使开关损耗也随之降低。因而，虽然开关线性复合系统在线性部分表面上好象增加了两个功率管的损耗2Pt。事实上如果配置适当的参数，在相同的输出电压THD指标下，开关线性复合系统的损耗不一定比传统的开关滤波型系统高，也就是说开关线性复合电源系统的效率并不降低。2.3 系统的构成考虑到可调电压源在发出无功补偿电流时不应附加对电网的谐波污染，因此采用具有低阻输出特性的开关线性复合功率变换技术（SLH）加以实现，如图2-7所示。SLH由开关滤波单元与线性单元构成。开关滤波单元为线性单元提供纹波电压，控制单元检测电网的电压电流相位差，然后根据这个相位差分别同步控制可调电压源主电路中交流斩波调压单元的功率开关管占空比，以及线性部分的栅极驱动信号幅值。线性单元实现图2- 7 系统结构图高鲁棒性的电压跟踪。为满足可调电压源电压与电网电压同相位的基本要求，选择交交斩波调压单元作为开关级。当要求无功补偿装置发出感性无功功率时，要求可调电压源输出电压Uv大于电网电压，因此可调电压源的输出可通过升压变压器耦合串入并联电容支路中。由于本连续无功补偿思路的核心问题是高性能SLH可调电压源，其重要组成部分线性单元已在前面进行了分析，本章后几节着重点讨论用SLH可调电压源线性单元供电的交流斩波调压滤波单元主电路。2.4 交流斩波调压技术 当用户需要可调的交流电压时，曾广泛使用饱和电抗器、自耦调压器和感应调压器等电磁式调压装置。晶闸管调压技术的出现也曾因其廉价、体积小和容易控制的特点部分地取代了笨重、体积大和耗费铜铁材料的电磁式调压装置。然而，由于它对电网和负载的严重谐波污染在中小容量领域内已越来越没有发展前途。随着电力电子器件的不断更新换代，用IGBT、MOSFET等高频器件将斩波调压技术从DC/DC变换发展到AC/AC变换，实现了能从电网吸取正弦电流并向负载提供正弦可调电压的装置，从而克服了晶闸管电路的上述弱点，形成了以交流斩波调压技术为基础的交流调压开关变换系列。2.4.1 基本原理交流斩波调压电路的结构原理和调制过程如图2-8所示。图中S为由可关断的功率管组成的双向理想开关，当它们按某一频率开通和关断时，即可控制每一周波内电源电压接负载的通断时间比，达到改变负载电压有效值的目的。设图中ui(t)为一连续电压变量。S按开关函数e(t)分合。e(t)值为1和0的二值函数。其中1表征S的开通，0表征S的关断。其输出电压为:uo= ui(t)*e(t) (2-10) 式2-10和图2-9说明，这种交流调压器的输出不再是连续的函数，而变成了离散量。若要用这种方法达到交流调压的目的，uo应能从波形上恢复ui信号。下面讨论实现这种恢复的条件。设e(t),ui(t),uo(t)的傅氏变换式分别为：Fe(t)=E()Fui(t)=Ui() Fuo(t)=Uo()根据调制性质及式（3-10）可得：Uo()=E()Ui() （2-11）由于e(t)为矩形脉冲函数，设其周期为T，则有：E()=Fe(t)=) （2-12） 图2- 8 交流斩波调压电路的调制过程式中 ， ，为单位脉冲函数，D为占空比。由式（2-11）可得：Uo()=Ui() (2-13)可以看出，Uo()的频谱实际是对Ui()带限频谱在轴上的一种有规则的重复，重复频率取决于e(t)的周期，限带中心K，其幅值由的变化决定。根据香农定理，uo要完整的恢复ui的波形，必须满足下列两个条件：1时，Ui()=Fui（t）=0;2. 2在这种条件下，各采样点上得到的信号完全包含了连续时间变量Ui(t)的信息。因此只要一个截止频率大于的低通滤波器就可以完全恢复Ui(t)的波形，只是其幅值不同。另外，输出信号的恢复只取决于采样周期T，而与其占空比无关。但在T一定的情况下，占空比直接影响输出电压幅值的大小。 （2-14）适当选择滤波器参数，可使输出电压幅值为CO，这样通过改变占空比，就可以线性的调节输出信号的大小而不改变波形，也不影响滤波器的参数。按照交流斩波技术原理，只要在斩波单元之后接一个低通滤波器就可以得到一个幅值随占空比线性变化的电压波形Dui(t)，如图2-9所示。图2-9 交流斩波调压框图2.4.3 交流斩波调压对频率的要求由2.3.1节对交流斩波调压的分析可知：脉宽电压滤波后要恢复原来的输入电压，必须符合香农定理的要求（2）。也就是说，交流斩波调压的开关频率必须满足2（其中为开关频率，为工频）。因此主电路交流斩波调压对开关频率的要求为100Hz。这一要求是很容易满足的。考虑到减小滤波电感电容及减小开关损耗的约束条件,本系统采用20KHz的开关频率。因为要使BUCK电路工作在电感电流连续的状态必须满足滤波电感L0.605mH。电路输出的最大纹波：=， (2-15)由于到要达到最大纹波值必需满足最大（即电网的峰值电压310伏）和占空比为1/2的条件，因此为瞬时值，在其他的情况下比小很多，且由于后级线性复合部分具有滤波作用，可以大一些。因此令=20V，由式3-15得，Hz (2-16)另外，为了使开关轨迹更优化，接近零电流开通L应取得大一些。综上所述，选择滤波电感L为2.5mH（显然此值符合CCM对电感取值的要求）,则由式2-16可得C为1，开关频率=20KHz。另外要说明的是选择后级两个功率管时要注意耐压极限参数。因为可调电压源为推挽输出，功率管承受的电压高达输出电压峰值的两倍，考虑到一定的安全裕量，功率管的耐压值应为输出电压峰值的三倍以上，本电路选择耐压1200V的IGBT。2.5 开关线性复合功率变换技术SLH在此的应用图2-10中，如果后级推挽部分功率管的栅极驱动信号波形在一个半周内是和加在其漏极的输入波形一致的正弦波，这样功率管就可工作在线性饱和临界状态。连接推挽变压器的源极就会跟随栅极的驱动信号的波形，正好同开关线性功率复合功率变换技术的思想吻合。因此，在不增加功率管的情况下，只要给后级两个功率管的栅极加上和其源极电压波形相一致的栅极驱动电压信号就可以把开关线性复合功率变换技术巧妙的应用于此。此处强调，前置级输出的驱动信号为漏极的馒头纹波小几伏的栅极大电压信号，而不是方波工频小信号。因为后者不具备负载鲁棒性，会使馒头纹波传至负载，当占空比或负载变化时，因LC参数的无法改变而使畸变的“馒头纹波”抵达负载，致使用于连续补偿无功功率时，向电网注入额外的谐波。而前者由于推挽两管子的驱动信号V2，V3（此二信号相位相反）的幅值比“馒头波”的幅值小一点，管子工作于临界饱和偏放大状态，它的输出电压跟随于驱动信号。这样“馒头波”的纹波就只降在推挽管上，使线性复合推挽电路以放大之理行有源滤波之实，从而使前级电路的滤波电感、电容取值比纯开关滤波电路的小。图2- 10 可调电压源电路第3章 功率补偿系统单元的设计本系统主要以单片机AT89C52为核心，对所采集到的电网信号进行分析，并根据所采集的信号实现对可调电压源的调节，使其与电网电压同频同向，从而达到对无功功率的补偿。3.1 单片机模块设计如图3-1所示，为AT89C52的硬件结构图。其中CPU是由运算器和控制器所构成的。运算器主要用来对操作数进行算术、逻辑运算和位操作的。控制器是单片机的智慧控制部件，主要任务的识别指令，并根据指令的性质控制单片机各功能部件，从而保证单片机各部分能自动而协调的工作。它的程序存储器为8K字节可重复擦鞋Flash闪速存储器，闪烁存储器允许在先+5V电擦除、电写入或使用编程器对其重复编程。因为AT89C52单片机为大学阶段接触最多的单片机，且其功能足够实现该毕业设计所完成的共合作，因此这里我们采用这款单片机。CPU定时器计数器RAMFLASH时钟串行通讯口输入输出接口图3- 1 AT89C52的硬件结构图AT89C52为40 脚双列直插封装的8 位通用微处理器，采用工业标准的C51内核，其主要用于调整时的功能控制。功能包括对IC 内部寄存器、数据RAM及外部接口等功能部件的初始化，调整控制，测试图控制，红外遥控信号IR的接收解码及与主板CPU通信等。主要管脚有：XTAL1（19 脚）和XTAL2（18脚）为振荡器输入输出端口，外接12MHz 晶振。RST/Vpd（9 脚）为复位输入端口，外接电阻电容组成的复位电路。VCC（40 脚）和VSS（20 脚）为供电端口，分别接+5V电源的正负端。P0P3 为可编程通用I/O 脚，其不同之处在于P0口是一组8位漏极开路双向I/O口，而P1P3口是内部带上拉电阻的8位 图3- 2 AT89C52单片机外部引脚图双向I/O口。P1.0口，P1.1口和P3口的第二引脚功能分别如表3-1和表3-2所示。引脚号功能特性P1.0T2，时钟输出P1.1T2EX（定时/计数器2）表3- 1 P1.0和P1.1口的第二功能引脚号第二功能P3.0RXD（串行输入）P3.1TXD（串行输出）P3.2INTO（外部中断0）P3.3INT1(外部中断1)P3.4T0(定时器0外部输入)P3.5T1（定时器1外部输入）P3.6WR(外部数据存储器写选通)P3.7RD（外部数据存储器读选通）表3- 2 P3口引脚第二功能3.2 相位差检测电路的设计图3- 3 相位差检测原理框图MCUA/D转换电流取样电压取样B相电流AC相电压图3-3为相位差检测电路的原理框图，有图中可以看出，相位差检测模块主要由电压检测，电流检测和A/D转换模块组成，其中电压和电流信号的取样主要用电压传感器和霍尔电流传感器获得。3.2.1 相位差检测基本原理一般三相电网电压、负载都处于近似对称的状态，三相电网电压电流向量图如图所示。若以B相为例计算功率因数就需测量B相电流电压相位差，通常较小，直接测量容易产生误差。而由向量图3-4可知：UBUAC即+=2，因此为了提高测量精度，可先测量任意一相（B相）电流和另外两相（A、C相）电压之间的相位差，再利用与互余关系计算得出功率因数： =cos=cos(90-)=sin (3-1)UABUCAUBCUCUAUB图3- 4 A相电流电压向量图3.2.2 电压电流信号的采集电网侧的电压和电流分别经电压互感器和电流互感器再到电压形成电路产生微机可以利用的信号。其中交流电压信号采用电压变换器即可满足要求，而交流电流信号可以采用电抗变换器和电流变换器，在此选用霍尔电流变换器对电流信号进行变换。图3-5和图3-6分别是对B相电流和AC相电压信号的采集电路。图3- 5 B相电流信号的采集电路图3- 6 AC相电压信号的采集电路如图3-5，TA用来实现变流和电气隔离，C14用来去干扰，R1用来实现I/V转换，D1为半波整流和限压，R2和RP1(分压)构成电流取样电路,使交流大电流变成半波电压信号,送给U3的“IN2”端。如图3-6，TV用来实现降压和电气隔离，C15用来去干扰，R3可以限流，D2为半波整流器件，R5和RP2(分压)构成电压取样电路,使交流大电压变成半波小电压信号,送给U3的“IN0”端。3.2.1 模数转换电路设计 A/D转换器使用逐次逼近式A/D转换器件ADC0809，它有8路模拟信号的分时采集，片内有8路模拟选通开关，以及相应的通道抵制锁存用译码电路，其转换时间为100s左右。图3-7是ADC0809的引脚图。图3- 7 ADC0809ADC0809的多路开关可选通8个模拟通道，允许8路模拟量分时输入，共用一个A/D转换器进行转换，这是一种经济的多路数据采集方法。地址锁存与译码电路完成对A、B、C 3个地址位进行锁存和译码，其译码输出用于通道选择，其转换结果通过三态输出锁存器存放、输出，因此可以直接与系统数据总线相连，表3-3为通道选择表。 CBA被选择的通道000IN0001IN1010IN2011IN3100IN4101IN5110IN6111IN7表3- 3 通道选择表 “B”端是多路开关的地址选择线之一,为“0”时,对电压信号(IN0)A/D转换。为“1”时,对电流信号(IN2)A/D转换。START是启动转换输入线,下降沿启动内部电路,开始A/D转换。EOC为转换完成输出线,输出“1”时表示转换结束。OE为允许输入输出线,为“1”时把数据送往数据总线。启动A/D转换器可用指令:MOVXR,A取数可用指令:MOVXA,R(数据送A寄存器)ADC0809的硬件电路图如图3-8所示。图3- 8 ADC0809的硬件电路图3.3 PWM斩波信号产生电路PWM斩波信号的获取是本毕业设计的重要一环，前面已经讲过，我们要通过调节PWM斩波信号的占空比来实现对可调电压源幅值的调节。本设计主要通过软件部分的延时过程来控制产生PWM信号。AT89C52单片机的P1.0口是一个双向I/O口，它的第二引脚功能是定时/计数器2的外部脉冲计数输入和时钟输出功能，因此这里采用P1.0口作为PWM信号的输出端口。硬件电路如图3-9所示。图3- 9 PWM产生电路3.4 控制电路参考信号的同步斩波滤波及功率放大为了应用开关线性复合功率变换技术，使工作于线性状态的后级功率管有一个在相位和频率上与开关滤波单元的输出供电电压（也即功率管的漏极电压）相同，在幅值上小几伏的栅极驱动电压。必须设置一个使该驱动信号和BUCK电路输出电压同步变化的环节。最直接的方法就是对参考电压（取自电网电压）采取斩波方法实现驱动电压的可调。用同一PWM信号对主电路电压和参考信号进行斩波就可以做到后级功率管栅极驱动信号和漏极主电路电压同步变化。具体电路如图3-10所示。图3- 10 控制电路的同步斩波与滤波电路图中，用于斩波的环节采用模拟开关CC4051。CC4051是单八路由电平位移电路和带有禁止端的八选一时序译码器，以及由该译码器的各个输出分别控制的八个CMOS双向模拟开关（即传输门）所组成。各个模拟开关的一端作为输入八路模拟或数字信号的输入端，另一端将八路连接在一起作为公共端。它可以用数字信号去控制开关的开通与关断，且具有低的导通阻抗和高的断开阻抗。由于这种开关的引脚除了电源VDD和VSS端外，还有一组外电源VEE，从而使得这种多路开关可以传输峰-峰值达15伏的交流信号。本装置采用正负5伏的电源供电。取自电网电压的参考信号Uc峰-峰值取12伏。CC4051采用9，10，11脚以及禁止端6脚INH来实现通道的选择。其真值表如图3-4所示。本系统采用B（10脚）和C（9脚）接地，A（11脚）接PWM信号来选择通道。INPUT STATES“ON”CHANNELSINHIBITCBACD4051BCD4052BCD4053B000000X,0Ycx,bx,ax000111X,1Ycx,bx,ay001022X,2Ycx,by,ax001133X,3Ycx,by,ay01004cy,bx,ax01015cy,bx,ay01106cy,by,ax01117cy,by,ay1*NONENONENONE表3- 4 4051的真值表当11脚为低电平时，X0（13脚）被选通，由于13脚接地（如图3-10所示），此时3脚输出为零；当11脚为高电平时，X1（14脚）被选通，由于14脚接的是参考信号，所以3脚输出为参考信号在此时的电压值。CC4051的3脚输出的脉宽调制信号U8首先经电压跟随器实现信号的隔离，然后进行滤波。电阻R23可以使U8波形的下降沿的暂态过程时间更短，波形更陡。电压跟随器后的滤波采用阻容和电感电容两级滤波而得到幅值与参考信号之比等于PWM信号的占空比的正弦波。由于升压变压器和后级两个功率管的驱动都要耗散一定的功率，在滤波电路之后直接接升压变压器以驱动功率管在功率上是不够的，因此在升压前必须有一个功率放大的环节。本系统中采用集成运放LM358进行功率放大，如图3-11所示。图3- 11 功率放大电路3.5 功率因数显示电路功率因数显示电路利用LED显示器的静态显示功能设计，用来显示所测得的电网电压的功率因数。LED显示模块的电路图如图3-12所示。图中由晶体管Q5,Q6.Q7组成的电路作为电子开关使用，当单片机P2.2,P2.3和P2.4输出为低电平信号时晶体管导通，LED显示器开始工作。图3- 12 LED显示模块电路3.6 按键电路如图3-13所示为本系统按键电路模块的硬件接法，该按键电路共引入了5个按键，其中S2用来控制LED显示模块所显示的是当前电路状态下的功率因数还是用来显示进行无功补偿之后的功率因数，这里我们设置当P1.5为低电平（即S2闭合）时，LED显示模块显示当前电路的功率因数，P1.5为高电平（即S2断开）时，LED显示无功补偿后的功率因数。S3和S4用来调节设定功率因数的1/10位数值的大小，当检测到P1.4脚的电位出现一次阶跃时，则实现1/10位数值加1，当检测到P1.3脚的电位出现一次阶跃时，则实现1/10位数值减1。S5和S6用来调节设定功率因数的1/100位数值的大小，当检测到P1.2脚的电位出现一次阶跃时，则实现1/100位的数值加1，当电测到P1.1脚的电位出现一次阶跃时，则实现1/100位的数值减1。图3- 13 按键电路3.7 RS-232C串行通信接口3.7.1 RS-232C标准 RS-232C标准是美国电子工业协会（EIA）与BELL等公司一起开发的通信协议。它适合于数据传达室输率在020Kb/s范围内的通信，它具有以下特性：1、机械特性 RS-232C接口是单端发送，单端接收，传输线上允许一个驱动器和一个发送器。RS-232C标准接口有25条线。其中4条数据线，11条控制线，3条定时线，7条备用线未定义线。它所采用的电缆传输长度与传输的电容有关。它的最大传输路离可达30M，最大速率20Kb/s，适用于相距较近设备的通信。2、电气特性RS-232C标准定义-15+3v表示逻辑“1”，+3+15v表示逻辑“0”。它选择-15+3v和+3+15v这个范围而不采用TTL逻辑(0v5v)的原因是为了提高抗干扰能力和增加传输距离，因此与TTL设备连接时需加电平转换接口。3.7.2 MAX232P与AT89C52的接口电路AT89C52单片机内部的串行口，大大扩展了其的应用范国。利用串行口可以实现单片机之间的点对点的串行通信、多机通信以及单片机与PC机间的单机或多机通信MAX232P芯片是常用的RS-232C与TTL电平转换芯片，它的内部有电压倍增电路和转换电路，只需+5V电源便可实现RS-232C与YYL电平转换，使用起来十分方便。MAX232P与AT89C52的接口电路如图3-14所示。图3- 14 MAX232P与AT89C52的接口电路AT89C52的TXD、RXD与MAX232P的T