2015年电子大赛讲稿

电子大赛课程之一电源技术西安电子科技大学信息处理研究所王水平wsp_121）,主要内容1预备知识2有源功率因数校正技术（APFC）3功率变换器4D类功率放大器,课程提纲,第1节预备知识1低压差线性稳压器（LDO）2脉宽调制发生器（PWM）3正弦波脉宽调制发生器（SPWM）4晶体管的驱动第2节功率因数校正（PFC）1无源功率因数校正2有源功率因数校正3典型应用电路第3节DC-DC变换器1降压式DC-DC变换器2升压式DC-DC变换器3反极性式DC-DC变换器第4节AC-DC变换器1单端正激式AC-DC变换器2单端反激式AC-DC变换器3推挽式AC-DC变换器4半桥式AC-DC变换器5全桥式AC-DC变换器,第5节DC-AC变换器1单相DC-AC变换器2三相DC-AC变换器3DC-AC变换器中输出滤波电路第6节D类功率放大器1H桥功率变换器2音频脉宽调制电路3音频检波电路（大功率滤波电路）第6节变压器设计1临界电感值的计算2变压器的磁复位3设计举例第7节PCB设计1PCB设计中的电磁兼容问题2PCB设计中的散热问题3合理的PCB设计4应用举例,第1节预备知识,1低压差线性稳压器（LDO）图1低压差线性稳压器原理框图,几个重要概念,（1）输入与输出电压之间的关系输入电压与输出电压之间的关系：（2）输出电压精度输出电压的精度主要取决于基准源的精度，常常选用TL431来充当该基准源。（3）输入与输出压差输入与输出压差主要取决于所选择的功率调整管，要得到较低的压差就要选择饱和导通时管压降较低的功率调整管，常常选用MOSFET功率开关来担任。（4）动态响应速度动态响应速度主要取决于比较器的速度，因此要得到较高的动态响应速度就必须选择快速的比较器或运放。（5）在稳压电源中的角色在稳压电源中常常充当末级稳压部分的角色，但是常常不能工作于低压差的条件下。,一个应用实例,图2低压差线性稳压器应用电路（1）输入电压应比输出电压高1V；（2）大电流输出时，LT1085必须外加散热器；（3）输入输出滤波电解电容的容量和耐压应符合要求；（4）输入与输出端无需外接滤波电感。,2PWM发生器图3PWM发生器原理电路图,（1）占空比D。PWM信号的占空比D可由下式表示出来：（2）频率F。PWM信号的频率F取决于方波信号的频率，因此要实现对PWM信号频率的调节，只要改变方波发生器的工作频率即可。（3）调制深度。从图中我们便可看出，调制深度主要取决于三角波或锯齿波信号的峰值，也就是其峰值越高，反馈调制信号的变化范围就越大。因此，尽量使所得到的三角波或锯齿波信号中直流为零和峰值最大，便可得到较大的调制深度。（4）在开关电源中的作用。PWM/PFM发生器是开关电源中的心脏。一般情况下，人们均将驱动、控制、保护、软启动和前沿抑制等功能电路都集成于PWM/PFM发生器中，形成一个专用集成电路。这种集成电路具有单路输出式、双路输出式、四路输出式和软开关输出式，单路输出式便可构成单端式DC-DC变换器电路（单端正激式和单端反激式），双路输出式便可构成双端式DC-DC变换器电路（推挽式和半桥式），四路输出式便可构成全桥式DC-DC变换器电路（全桥式），软开关输出式便可构成无电压和电流应力的谐振式变换器。,几个重要概念,3SPWM发生器,图4SPWM发生器原理电路在一般的实际应用中，SPWM发生器主要是应用于逆变器电源（UPS）、变频器和D类功放电路中。因此这里需要重点加以说明是，图4中的全波整流后的正弦波信号是由这几部分合成的的信号，一是与输出要求的正弦波频率相同的标准正弦波信号，二是来自于输出端的反馈取样信号。,用于DC-AC变换器中的SPWM发生器时序波形,图5SPWM发生器1各点时序波形图若输出为PWM信号时，图中的正弦波就为慢变化的直流信号；若为D类功放电路时，图中的正弦波就为不全波整流的音频信号，实际上输出的正弦波脉宽调制信号就变成音频信号脉宽调制信号。,用于D类功放中的SPWM发生器时序波形,图6用于D类功放的SPWM发生器时序波形,第2节功率因数校正（PFC）,1功率因数的定义r为基波因数，有时也称其为输入电流的基波有效值，被定义为：r=电流基波有效值总电流有效值；COS为相移功率因数，为电流与电压的相位差。2功率因数校正功率因数校正实际上就是将畸变的输入电流校正为正弦电流，并使之与输入电压同相位，从而使功率因数接近于1。3功率因数校正的基本方法功率因数校正的基本方法有无源式功率因数校正和有源式功率因数校正两种，应用最多、效果最好的是后者。4功率因数校正技术/电路（1）无源功率因数校正技术/电路,（1）无源功率因数校正技术/电路无源式PFC电路一般是采用电感或电容补偿的方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数。当负载为容性负载时就采用串联电感的方法进行补偿，当负载为感性负载时就采用并联电容的方法进行补偿，如图7所示。串联补偿电感和并联补偿电容的大小可由下式确定图7无源功率因数校正基本电路无源式PFC只能将功率因数校正到0.70.8，这种PFC的电路结构也较为简单。实际上它利用电感上的电流不能突变和电容上的电压不能突变的原理调节电路中的电压及电流的相位差，使电流和电压趋向于正弦化以提高功率因素。无源式PFC的电路结构笨重，相对于有源式PFC电路功率因数要低得多。,（2）有源式功率因数校正技术/电路峰值电流型峰值电流型PFC的特点为工作频率变化，电流不连续(DCM)，波形如图8所示。DCM采用跟随器方法具有电路简单、易于实现的优点。其缺点：PF和输入电压Vin与输出电压V0的比值有关，即当Vin变化吋，PF值也将发生变化，同时输入电流波形随Vin/Vo的值的加大而使THD变大；开关功率管的峰值电流大(在相同容量情况下，DCM中通过开关器件的峰值电流为CCM的2倍)，从而导致开关功率管损耗增加。所以在大功率APFC电路中，常采用CCM方式。有源式PFC电路实际上也就是升压型开关电源电路（boost），这种PFC电路能将110V或220V的交流市电转变为400V左右的直流高压。有源式PFC电路具有体积小、重量轻、输入电压范围宽和功率因数高（通常可达98%以上）等特点，其缺点为成本较高和电路结构复杂等。这种PFC电路通常都是使用专用的IC去调整输入电流和电压的波形和相位，对电流和电压间的相位差进行补偿，其电路拓扑结构如图9所示，典型应用电路如图11所示，各点时序波形如图10所示。此外，有源式PFC电路还可用作辅助电源，因此在有源式PFC电路中，往往不需要待机变压器，而且有源式PFC电路的输出直流电压的纹波很小，这种电源不必采用很大容量的滤波电容。与无源式PFC电路类似，有源式PFC电路工作时也会产生震动噪音，只不过是高频噪音。相对于无源式PFC电路，有源式PFC电路结构复杂，成本较无源式PFC电路要高得多，主要应用于中高端开关电源产品和100W以上的中大功率输出的开关电源中。,图9有源式PFC电路拓扑结构,图10峰值电流型PFC电路中电流和电压的时序波形,图11有源式PFC典型应用电路1,第3节功率变换器,1降压式DC-DC变换器图12降压式DC-DC变换器等效原理电路图,几个重要概念,（1）输入与输出电压之间的关系：（2）功率开关的占空比D：（3）输出纹波电压Uo的计算：图12实际输出电压中的纹波电压波形（4）功率开关V耗散功率Pc的计算：,图13功率开关V的Ic、Uce和Pc的波形功率开关V耗散功率Pc的计算公式告诉我们，要想提高降压式DC-DC变换器的转换效率，降低功率开关V的功率损耗，除了改善功率开关V的转换时间和电源的工作频率以外，选择良好的符合要求的功率开关V也是至关重要的，这一点以后还要较详细地讲到。,（5）功率转换效率：降压式DC-DC变换器的转换效率与功率开关V的功率损耗成反比。提高开关稳压电源的转换效率，关键在于降低功率开关V本身的功率损耗。降压式DC-DC变换器的转换效率与储能电感L上的功率损耗也有反比的关系，所以在提高降压式DC-DC变换器转换效率的过程中，如何选择合适的储能电感L也是一个非常重要的环节。从功率转换效率的计算公式中还可以看出，输入电流和输入电压与降压式DC-DC变换器的转换效率成正比，因此在设计降压式DC-DC变换器电路时，为了得到有效的输入电流和输入电压，我们一定要选择富裕量大、正向管压降低的一次整流二极管和容量大、等效串联电阻小（SER）、等效串联电感（SEL）小的一次滤波电容。,降压式DC-DC变换器的设计,（1）功率开关V的选择功率开关V的选择首先应该根据输入条件和输出电压、电流、工作场合、负载特性等要求来确定是使用IGBT，还是MOSFET，或者是GTR。一般确定的原则是，输出功率在数十千瓦以上时，就应该选择IGBT；输出功率在数千瓦与数十千瓦之间时，就应该选择MOSFET；输出功率在数千瓦以下时，就应该选择GTR。但是这个原则不是一成不变的，设计者可根据自己的偏爱和对这些器件的熟练程度，在权衡性能、价格等各种因素以后自己选定。一旦功率开关V的类型选定以后，具体的器件型号的选定就应该遵循以下的原则了：功率开关V的导通饱和压降越小越好。功率开关V截止时的反向漏电流越小越好。功率开关V的高频特性要好。功率开关V的开关时间要短，也就是转换时间要快。功率开关V的基极驱动功率要小。从降压式DC-DC变换器的原理电路中我们就可以看出，功率开关V的输出端连接的是储能电感L，因此在功率开关V截止期间，其集射极之间的反向耐压就等于储能电感L上的反向电动势与输出电压值Uo之和，近似等于2Uo。因此所选择的功率开关V的反向击穿电压Uc应该满足下式：,（2）续流流二极管VD的选择由降压式DC-DC变换器的工作原理分析中得知，当功率开关V截止时，储能电感L中所存储的磁能量是通过续流二极管VD传输给负载电阻的；当功率开关V导通时，集射极之间的压降几乎等于零，这时的输入电压就全部加到续流二极管VD的两端。因此续流二极管VD的选择一定要符合下列条件：续流二极管VD的正向额定电流必须等于或大于功率开关V的最大集电极电流，即应该大于负载电阻上的电流。续流二极管VD的反向耐压值必须大于输入电压值。为了减小由于开关转换所引起的输出纹波电压，续流二极管VD应选择反向恢复速度和导通速度都非常快的肖特基二极管或快恢复二极管。为了提高整机的转换效率，减小内部损耗，一定要选择正向导通压降低的肖特基二极管。,（3）储能电感L的选择,1）临界电感量Lc的计算临界值Lc的定义：在功率开关V截止瞬间，电感L中存储的能量也刚好释放完毕，这时电感电流为零，此时储能电感L的电感量就称为临界电感量，用符号Lc表示。流过储能电感L的电流不能突变，这是稳压电源所要满足的最基本的条件。该电流只能近似地线性上升和线性下降，而且电感量越大则电流的变化起伏越平滑；电感量越小则电流变化起伏越陡峭。图10所示的波形就是不同的储能电感L所对应的电感电流的关系曲线。在作为稳压电源的功率变换器设计时，是不允许出现在下一个导通周期还没有到来之前就将电感中储存的能量释放完的，也就是储能电感的电感量必须大于临界电感量Lc。图14储能电感不同时所对应的电流波形2）临界电感量Lc的计算公式：,2）储能电感L的计算公式：（4）输出滤波电容C的选择输出滤波电容计算公式：输出滤波电容的选择原则：在实际应用中，为了消除输出电压中的开关转换纹波电压分量，除了给稳压电源的输出端并接一个符合上式计算出来的滤波电容C以外，还应在这个容量较大的滤波电解电容C的两端再并接一个无极性的容量范围在0.010.47F的小瓷片电容或独石电容，用以滤除频率较高的开关转换纹波电压分量。不过，根据上面的公式选择出来的LC数值中的储能电感L必须满足大于临界电感值。如果储能电感L小于临界电感值时，储能电感L中所通过的电流波动将会急剧增大（因为这时储能电感中的电流小于零），流过功率开关V的电流增至最大，使其工作状态急剧恶化。因此，储能电感L除了起储能和滤波的作用以外，还有限制功率开关V最大电流的作用。最后我们再对储储能电感L和输出滤波电容C的选择原则强调一下，虽然它们两个的乘积满足上式，但是在选择时是不能采用利用电容来补偿电感的方法的，必须在满足电感选择原则的基础上，再来利用电容补偿电感或者电感补偿电容的方法进行兼顾，最后达到满足上式的目的。,应用实例,（1）功率开关集成在控制芯片内部的应用实例图15功率开关集成在控制芯片内部的5V/3A输出的应用电路（2）外置功率开关的应用实例图16外置功率开关的3.3V输出的应用电路,2升压式DC-DC变换器,图16降压式DC-DC变换器等效原理框图输入与输出电压之间的关系：,升压式DC-DC变换器的设计,（1）功率开关V的选择1）集电极电压UCEO的计算和选择：2）集电极电流IC的计算：3）集电极耗散功率Pc的计算：（2）续流二极管VD的选择1）反向耐压UD的计算：2）正向导通电流的计算：3）正向导通功率损耗的计算：（3）输出滤波电容C的选择1）电容容量C的计算：2）耐压值UC的计算：,3）电容温度范围的选择：衡量一个好的开关稳压电源，除了具有较高的输入和输出技术指标以外，稳压电源的工作可靠性和无故障工作寿命时间也是一个非常重要的衡量指标。而唯有电路中的电解电容（输入滤波电容和输出滤波电容）是影响开关稳压电源工作可靠性和无故障工作寿命时间的元器件。另外我们大家都知道，影响这些电解电容寿命的关键因素就是其工作的环境温度。当这些电解电容的工作环境温度升高时，其寿命时间与温度地升高成指数关系下降。因此，为了增加所设计开关稳压电源的工作可靠性和提高无故障工作寿命时间，在成本和造价允许的条件下，应该选用高温电解电容来充当输出滤波电容C（一般高温电解电容的温度标称值为125，一般电解电容的温度标称值为85）。（4）储能电感L的选择与计算：这里虽然推导出了升压型开关稳压电源电路中储能电感L的较为实用的实际计算公式，但是和降压型开关稳压电源电路一样，在实际的应用和调试中，也存在着储能电感L的电感量应大于临界电感量的问题。,应用实例,（1）内置功率开关的应用实例图17内置功率开关的输出可调式的应用电路（2）外置功率开关的应用电路图18外置功率开关的5V输出应用电路,3极性反转式DC-DC变换器,图19极性反转式DC-DC变换器,输入与输出电压之间的关系：从这个关系式中我们就可以得出如下的结论：输出电压与输入电压的极性相反。控制功率开关V基极所加的驱动信号的占空比D，就可以克服由于输入交流电网电压或输入直流电压或其它参数的变化而引起的对开关稳压电源输出电压的影响，能够起到降低输出电压的波动，稳定输出电压的作用。从后面的DC-DC变换器实用电路中我们也将会看出，它们都是采用取样、放大、比较、反馈耦合等环节构成闭环控制系统来自动实现对占空比D的控制，也就是脉宽调制原理（PWM）。当D1-D或者D0.5时，输出电压除极性相反以外，输出电压大于输入电压，即为极性反转式升压型DC-DC变换器电路；当D1-D或者D1/2T时，就需要选用耐压较高的功率开关。此外这个关系式也正说明了在输入电网电压有较大波动范围的情况下，变换器仍能保证有较稳定输出电压的原因。,（3）单端反激式DC-DC变换器功率开关变压器的设计1）功率开关变压器初级电流峰值的计算：2）最大占空比与最小占空比之间的关系：3）功率开关变压器初级电感量的计算：4）铁芯最小尺寸的确定：5）铁芯气隙长度的计算：6）功率开关变压器初级绕组匝数的计算初级匝数计算公式1：初级匝数计算公式2：7）次级匝数的计算：一般情况下，变换器均具有多个输出，也就是功率开关变压器具有多个绕组，该公式是第一个绕组匝数的计算方法。其他绕组的匝数也同样可以使用该公式进行计算。,3推挽式DC-DC变换器图24推挽式DC-DC变换器原理框图（1）输出与输入之间的关系：为了避免双管共态导通而导致功率开关的损坏，该公式中的DMAX必须保持在0.5以下，一般应取DMAX=0.4，这样一来该公式又可简化为：,（2）功率开关变压器的设计1）变压器体积的计算：2）变压器磁芯磁化电流的计算：（3）消除共态导通的方法1）采用RC电路延迟导通来避免双管共态导通现象缩短关断功率开关的存贮时间延缓导通功率开关导通2）采用延迟导通脉冲来避免和防止双管共态导通3）减小功率开关存贮时间的有效方法电阻放电式驱动电路恒定电压放电式驱动电路电容储能式驱动电路此外，有关开关稳压电源电路中的容性负载问题、功率开关变压器的漏感问题、转换过程的高电压、大电流的重叠问题和噪声问题等等，这些问题的解决方法，请查阅有关文献，这里不再重述。,4半桥式DC-DC变换器,图25半桥式DC-DC变换器原理框图,串联耦合电容C3的选择原则与计算方法,（1）选择原则：串联耦合电容C3的选择原则。图22所示电路中的串联耦合电容C3，由于功率开关变压器的初级绕组电流都要流过它，因此必须要选用串联等效电阻（ESR）值小、绝缘电压值高的聚丙烯电容（CBB电容）。如果单个电容的ESR值过大而达不到要求时，就必须采用多个并联的方法来满足。（2）计算方法：计算方法：估算方法：I为流过功率开关变压器初级绕组的平均电流，单位为A；t为串联耦合电容C3的充电时间，单位为s；UC为串联耦合电容C3上充电电压的增加值，单位为A。通过上面所计算出的串联耦合电容C3的充电电压值有可能是一个很低的电压值，但是在实际应用中，我们还必须采用额定值为200V以上的CBB电容。,高频功率电容C1和C2的选择与计算,（1）选择原则：半桥式变换器电路中，与两个功率开关配对的两个高频功率电容C1和C2是向功率开关变压器T1传输信号的隔直流耦合电容。因这两个电容上所传输的是高频电流信号，因此一定要注意选择合适的电容种类。作为允许高频电流信号大量通过的电容，选择聚丙烯薄膜电容是最为适宜的。（2）计算方法：1）从对输出直流电压中的纹波值的要求出发计算：实际应用电路中，可以将滤波电容与高频功率电容分别设置，滤波电容常取上百微法的电解电容直接连接在工频全波整流器输出的两端，也就是Ui的两端。高频功率电容C1、C2常取几微法的高频功率电容，一般均选用CBB（聚丙烯电容）无极性电容作为高频通路及桥路分压电容。2）单纯从桥路的等效电路出发来计算：3）估算法：4）耐压值的确定：分压电容上所承受的耐压值与电路中功率开关集电极上所承受的耐压值完全相同，因此其确定方法也与功率开关集电极峰值电压的确定方法完全相同，这里就不再重述。,5全桥式DC-DC变换器,图26全桥式DC-DC变换器原理框图（1）功率开关的选择1）集电极峰值电压的计算：2）集电极电流的计算：,图27电网电压输入24V/25A输出电源电路,（2）共模滤波器图28共模滤波器电路结构图将开关稳压电源电路中产生的高频辐射干扰信号从稳压电源的入口端就被堵塞住，这对防止和避免工频市电电网的干扰和污染是非常重要的。而将开关稳压电源从出口端朝外辐射和传播的高频干扰信号抑制和滤除掉，以防止和避免对邻近其它的电子设备、测量仪器仪表、家用电器等的正常工作造成干扰和影响，也是开关稳压电源能否被推广应用到实际中的一个不可忽视的重要环节。目前国内市场上出售的价格很便宜、功率在200W以上的计算机电源中，共模电感有的都用两根短路镀银线来代替，这可能是生产厂家降低成本而采取的措施，这将会导致工频电网被污染。随着计算机技术的普及应用，这将会造成严重的后果。国家有关管理部门也有必要对新型电源产品的上市制定和出台较为严格的检验标准和管理办法。坚决杜绝以上那种行为和现象的出现，净化我们的工频电网，净化我们周围的工作和生活环境。,第4节DC-AC变换器,1单相DC-AC变换器图29单相DC-AC变换器原理电路框图,DC-AC变换器中的两级变换过程,（1）第一级变换过程1）第一级变换器的任务：这一级变换器主要是将直流供电电压变换成SPWM式的脉冲电源电压，为第二级变换器提供供电。2）第一级变换器的电路结构：为了得到充分的变压器磁利用率，一般该机变换器均选用双端式电路结构。若供电电源为低压直流供电电源（15V），而输出又为低中频高压（48V）正弦波时，则变换器应选用推挽式电路结构。若供电为市电电网电压，输出也为低中频高压（48V）正弦波时，则变换器应选用半桥或全桥式电路结构。3）第一级变换器的驱动信号：该级变换器的SPWM驱动信号是由与输出正弦波频率相等的正弦波信号、来自于输出端的电压采样信号、来自于各变换级的过流采样信号以及输出给负载的电流信号一起合成出来的。这个合成过程是非常复杂的，也是DC-AC变换器的难点技术之一。4）第一级变换器的功率变压器：根据所选用的不同电路结构，可一一对应进行功率变压器，如若选用推挽式电路结构，则应按推挽式变换器的电路结构和特点来进行变压器的设计与加工。5）第一级变换器的驱动电路：若为推挽式电路结构驱动电路很简单，可直接驱动；若为半桥或全桥式电路结构，则要加驱动变压器或专用的带一路悬浮输出的双端输出式功率开关驱动集成电路。,（2）第二级变换过程1）第二级变换器的任务：这一级变换器主要是将第一级变换器输出的SPWM供电电源变换成如图26所示的具有正负半周的SPWM功率信号输出。图30第一、二级变换器输出的信号波形2）第二级变换器的驱动信号：这一级变换器一般均采用全桥式电路结构，因此其驱动信号是将低频正弦波整形后得到的方波信号。另外为了避免双管共态导通现象发生，驱动信号还要具有一定的死去时间。3）第二级变换器的驱动电路：该级的驱动电路与第一级的驱动电路一样也可采用变压器或专用集成电路。,（3）输出滤波电路的设计,1）输出滤波电路结构图：图31输出滤波电路结构图2）输出滤波电路的作用：该电路主要完成从SPWM中还原出低频正弦波信号，将高频信号滤除掉。3）输出滤波电路的设计：输出滤波器参数（滤波电感L、滤波电容C）的大小是按照低频正弦波输出要求选定的，故其输出截止频率f较低，一般在400Hz以下，故滤波电感L和滤波电容C都取得较大，这可以参照一般的PWM开关电源的参数，比如滤波电容C在F数量级以上，电感L在mH数量级以上，以尽量地滤除高频交流信号。,2三相DC-AC变换器（1）三相DC-AC变换器原理框图图32三相DC-AC变换器原理框图从三相DC-AC变换器原理框图中我们就可以看出，三相DC-AC变换器实际上就是将三个单相DC-AC变换器通过两个相移电路有机的组合在一起。有关介绍相移电路方面的书籍和资料很多，其他方面的电路前面均已介绍过，因此这里就不再重述。,第5节D类功率放大器,（1）D类功率放大器的原理框图图33D类功率放大器的原理框图,（2）D类功率放大器及输出滤波电路图34D类功率放大器及输出滤波电路结构图（3）功率变换器D类功率放大器中的功率变换器均采用全桥式功率变换器电路结构，与上一节中所讲述的全桥式DC-DC变换器电路基本相同，因此这里就不再重述。,（4）SPWM合成电路D类功率放大器中的SPWM合成电路与前面所讲述的DC-AC变换器中的SPWM合成电路基本相同，只是将其中的正弦波信号改换为音频信号，因此输出给全桥式功率变换器的驱动信号为音频脉宽调制信号。（5）大功率稳压电源早期的D类功率放大器为了得到较好的音质和收听效果，大功率稳压电源一般均采用线性稳压电源。随着开关稳压电源的不断改进和完善，目前已有转为D类功率放大器而设计的大功率开关稳压电源问世。采用开关稳压电源供电时，开关稳压电源中产生PWM信号的三角波必须与D类功率放大器中产生音频脉宽调制信号的三角波是同一个信号，也就是开关电源中的三角波和D类放大器中的三角波必须频率相同。只有这样才能消除和避免大功率开关稳压电源所产生的高频噪声对D类功率放大器的干扰和影响，从而使输出的音质和收听效果才能与线性稳压电源供电时的小音质和收听效果相媲美。（6）输出滤波器D类功放的输出滤波器参数（滤波电感L、滤波电容C）的大小是按照音频输出要求选定的，故输出截止频率应选得较高，一般在20kHz以上。但开关稳压电源电路的输出是一个慢变化的直流电压信号，因此截止频率应选的低，其电路结构如图29所示。,图3560WLED驱动器电源电路,第6节PCB设计,（1）PCB的设计流程（2）参数设置（3）元器件布局实践证明，即使电源原理电路设计正确，PCB设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响，严重时可使电源电路不能工作。PCB设计中应遵循的最基本要求为：1）携带脉冲电流的所有连线应尽可能的短而宽，并且还要设计一个汇流接地板。2）由于在高频功率变换级的电流具有较高的di/dt，因此这些携带脉冲电流的所有连线应保证具有最小的分布电感。3）在任何层面上的电流环路必须分布合理，所包围的面积应最小，以减小EMI的辐射。对于每一个开关电源电路均具有下列四个电流回路：功率变换级交流回路；输出整流交流回路；输入信号源电流回路；输出负载电流回路输入回路；,来自于双向共模滤波器的电网电压通过一个全波整流器以后，输出一个近似于直流的波动电流对输入滤波电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也同样是用来储存来自输出快速整流器的高频能量，同时对输出负载回路进行直流能量补充。因此，输入和输出滤波电容与其它元器件之间的连线十分重要，输入和输出电流回路应分别只从滤波电容的连线端作为源头。如果输入回路中的滤波电容与功率开关（双端式电路结构）/开关变压器（单端式电路结构）和整流回路之间的连线无法从输入滤波电容的接线端直接发出时，或输出回路中的滤波电容与快速整流器和输出端/输出滤波电感端之间的连线无法从输出滤波电容的接线端直接发出时，交流能量将由输入或输出滤波电容辐射到环境中去。功率变换级的高频交流回路包含高幅度快变梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于功率转换基波频率，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns；输入整流器的低频交流回路包含高幅度慢变梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远低于功率转换基波频率，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ms。这两个回路最容易产生EMI，因此必须首先布好这两个交流回路。输入回路中的三种主要元器件为整流器、滤波电容、功率开关或储能电感或开关变压器。这三个主要元器件应彼此相邻地进行放置，调整元器件之间的位置使它们之间的连线最短，以保证电流环路所围成的面积最小。输出回路中的三种主要元器件为整流器、滤波电容、输出接线端子或滤波电感。这三个主要元器件也应彼此相邻地进行放置，调整元器件之间的位置使它们之间的连线最短，以保证电流环路所围成的面积最小。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相类似，最佳设计流程为：放置开关变压器布局功率变换级电流回路布局输出整流器电流回路布局控制电路布局输入整流器和滤波器回路。,（4）PCB设计原则设计输出负载回路和输出滤波器电路的PCB时应根据电源电路的所有功能单元，对电源电路的全部元器件进行综合考虑，要符合以下原则：1）PCB尺寸的考虑。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗