[硕士论文精品]线性功率放大器研究

摘要由于各种通信系统的迅猛发展，使得其对功放线性的要求越来越苛刻。本文从系统对功放线性的要求出发，先讨论功放线性化技术的必要性，再简要回顾几种主要线性化技术的发展历程，之后对前馈和预失真技术做深入探讨。在第二章根据具体的指标要求，先对前馈线性化技术的整个环路进行分析，并根据其环路平衡的条件，得出了其不包含非线性因素的根由之后再对各个部分做了具体分析，主要探询各部分和整个前馈功放的关系，以及它们对整个前馈功放指标的影响；在具体的分析过程中，结合本章开头提出的指标要求，选择了适当的器件，进行了相应的计算，设计了一款采用简单自适应加查表控制的前馈型功率放大器；并在最后简单介绍了控制算法，给出了仿真和试验结果。第三章主要介绍模拟预失真技术，先在原理性的分析基础之上，根据指标要求采用传统的预失真办法设计了一款预失真功放，经过仿真得出结果，发现该方法虽然较为简单，但存在本质的问题。由此，重新对预失真技术展开分析，找到问题的症结所在，并且对该问题进行了优化处理；经过重新分析计算，提出了一种新的预失真方法，并且仍以本节开始的指标为例，设计一款采用新预失真结构的功放，并且进行了仿真，得到了较好的结果。关键词线性化功率放大器前馈技术预失真技术ABSTRACTASTHEDEVELOPMENTOFAUKINDSOFCOMMUNICATIONSYSTEMSREQUIREMENTABOUTLINEARITYOFPOWERAMPLIFIERONITBECOMEAMOREANDMORESERIOUSPROBLEMTHISTHESISPREVIOUSANALYSISONTHEREQUIREMENTS，ANDTHENREVIEWTHEDEVELOPMENTOFSOMEMAINIINEARIZEDTECHNOLOGY,AFTERIT，ADEEPSTUDYONTECHNICHSOFFEEDFORWARDANDPREDISTORTIONISPRESENTEDWITHAREALTARGET，INTHESECONDCHAPTER,THISTHESISBEGINWITHANALYZATIONOFTHETWOLOOPSOFFEEDFORWARD，BASEDONTHEBALANCEDCONDITIONOFTHETWOLOOPS，AREASONWHYFEEDFORWARDAMPLIFIERBEHAVESASALINEARAMPLIFIERISDERIVED；ANDTHENTHETHESISDISCUSSEVERYPARTOFTHETWOLOOPSINDETAILSWITHTHEREQUIREMENTSABOVEANDRELATIONBETWEENTHEM，ATTHEENDOFDISCUSSIONOFEVERYPART，REALMATERIALISCHOSENFORTHEAMPLIFIERWITHCORRESPONDINGCALCULATION，AFTERTHATAFEEDFORWARDPOWERAMPLIFIERWITHTECHNICHSOFSIMPLEADAPTIVEANDLOOKUPTABLEISDESIGNED，ATTHEENDOFTHISCHAPER,THECONTROLWAYOFTHEAMPLIFIERISSIMPLEMTRNDUCED，ANDTHERESULTOFSIMULATIONANDTESTISPRESENTTHETHIRDCHAPTERTALKABOUTTECHNICHOFPREDISTORTION，ALSOBASEDONTHEANALYZATIONOFITSBASICTHEORYANDAREALTARGET，ACONVENTIONALPREDISTORTIONPOWERAMPLIFIERISDESIGNED,ARESULTISDISCOVEREDAFTERSIMULATIONWITHITINORDERTOFINDTHEESSENTIALREASONOFTHERESULT，ANEWOPTIMUMDISCUSSIONONTHETECHNOLOGYOFPREDISTORTIONISDCPLOYED，ANDTHENAFTERPROPERCOMMUNICATION,THEREASONISFOUNDANDANEWSCHEMEOFPREDISTORTIONPOWERAMPLIFERANDDESIGNWITHTHETARGETOFINITIALOFTHISCHAPTERISPRESENTED，AFTERSIMULATION，APREFERABLERESULTISFOUNDKEYWORDLJARIZATIONPOWERAMDLIFIERFEEDFORWARDPREDISTORTION创新性声明、695764本人声明，所呈交的论文是我个人在导师的指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容外，论文中不包含其他人已经发表或者撰写过的研究成果也不包含为获得西安电子科技大学或者其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一起工作过的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确地说明并表示了谢意。申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切责任。本人签名鏖杰日期2四15关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。本人保证毕业离校以后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文学校有权公布论文的全部或者部分内容，可以允许影印、缩印或者其他复制手段保留全文。保留的论文在解密后遵守此规定。本学位论文属于保密在年解密后适用本授权书。本人签名鏖蹇日期2四515导师签名；I日期2舾2厶丝O1笫一章绪论第一章绪论系统对功率放大器线性化程度要求的提高，是导致线性化技术成为研究热点的原因所在。本章先讨论不同系统对功放线性化的不同要求，再简要回顾线性化技术的发展历程，最后概述本文要详细讨论的方法。11研究线性功率放大器的目的随着移动通讯事业的迅猛发展，特别是CDMA和第三代移动通信技术的发展，使得系统对功放线性的要求越来越高。在移动通信系统中，为了保证一定范围的信号覆盖，我们通常使用功率放大器来进行信号放大，进而通过射频前端和天线系统发射出去。而在CDMA或WCDMA的基站中，如果采用般的高功放F通常工作于AB类将由于非线性的影响产生频谱再生效应，如21节所述。为了较好地解决信号的频谱再生和EVM误差矢量幅值问题，就必须对功放采用线性化技术。不仅如此，功放在基站中的成本比例约占13，如何有效、低成本地解决功放的线性化问题就显得非常重要。线性化技术在卫星通信，数字化广播发射机，蜂窝基站，直放站，手机中都需要应用，只要单元电路输入信号中存在多个频率分量，就必须考虑线性化问题。只是由于不同的信号电平和不同的使用场合，使得其难易程度会有很大的差别。以下给出不同系统对功放线性的要求F1】111GSM系统对功放的线性化的要求GSM是一种成熟的TDMA技术，下行工作频段为935960MHZ，信道带宽是200KHZ，采用GMSK调制。GMSK调制是衡包络调制，所以系统效率比较高。尽管信道频带窄，工作频率相对较低，但GSM多载波线性功放的困难是显而易见的，其三阶交调分量的抑制要求70DBC。目前多数产品都采用单载频功率放大，进而把功放的输出合路F合路器一般在射频前端模块。其好处是简单，但合路损耗大，理论上二路的合路损耗达3DB。GSMEDGE能利用现有的GSM系统满足数据通信的要求，配备EDGE功能主要的改动点在GSM系统中软件和功放部分。由于它采用了8PSK8移相键控调制，所以有更好的频谱利用率和更高的数据通信速率。但它是非衡包络调制，要求在原来GSM系统高功放的基础上回退约34DB。相比原有系统在成本上增加不多，但能很好地满足数据通信的要求。满足GSMEDGE的功放要求有定的线性指标，另外，EVM15DB邻信道泄漏功率比48DBC5MHZ；53DBC10MHZ频谱辐射模板见规范3GPP25104谐波2次80,000小时WCDMA系统的信道带宽达5MHZ，对于两载波的线性功放就要求工作带宽达10MHZ。而线性化技术是有带宽限制的。适用于WCDMA的线性化技术是前馈FEEDFORWARD和预失真PREDISTOAION技术，前馈和数字预失真技术都有良好的效果，这是两种主流技术。相对来说，前馈比较成熟，性能稳定可靠，但前馈在成本和效率等方面不如数字预失真。预失真由于功放本身的记忆效应使得带宽和改善量都受到影响。记忆效应又可以分成热记忆效应和电记忆效应两种。非线性失真可以分成AMAM和AMPM两种，在实际线性化补偿时需要分别加以考虑，包括记忆效应。模拟预失真比较简单，但用二极管等制成的预失真电路往往不能满足系统的动态范围，所以经常只是用于前馈放大器的主功放中。另外数字预失真为非实时系统，有训练过程，起始线性化的速度较慢。还有数字预失真是在射频电路之前，往往与发信机做在一起。应该说，数字预失真更有前景，目前已经第一章绪论有商用化的产品。114第四代移动通信系统的线性化如果说3G数据的最高传输速率是2MBPS的话，而4G可以达到20MBPS甚至更高。而要实行此目标就有可能采用高速调制与快速链路自适应等技术。采用16QAM和64QAM等高阶调制技术可以达到在5MHZ带宽中提供10MBPS的水平。但高阶调制将明显降低噪音、干扰和其它信道损伤的抵抗力。对16QAM调制来说，ACP会变得次要，而EVM作为线性化指标会成为主要指标。在4G中，接入方式除CDMA或DSCDMA外，更有可能选择OFDM，它由众多正交的子载波组成，所以其峰均比更高。但调整多载波信号中的各个构成信号的组合相位，可以降低PAR。可以预见，在4G中，功放的性能会越来越好，但成本会越来越低。LJ15手机的线性化手机的输出功率较小，指标要求也较基站低，但对于CDMA和WCDMA手机来说，线性化的问题也是不容忽视的。对手机来说，在5MHZ处邻道抑制的最低要求是33DB，设计时应考虑在35DB以上。如果功放本身的ACLR是25DBCLW，则需要有10DB以上的抵消要求。由于手机的体积小，不可能把线性化电路做得太复杂，所以10DB的指标并不是一个低的要求。一般来说，厂家会推出一些线性化功放的集成块，但器件的选择使用时必须正视此问题。电源效率是WCDMA手机面临的一个难题，而与此有关的就是其功放的线性化问题。116直放站和BOOSTER的线性化直放站和辅助放大器BOOSTER的线性化问题就其技术上来讲与基站相类似，如CDMA直放站，其指标与基站相近。区别是通用的直放站还定义了对三阶交调分量的要求，指标不大于14DNM基站也在往这个方向靠，这提高了对其线性度的要求。另外，由于直放站的增益高，在系统设计时需要特别考虑信号的隔离等问题。因为稳定性是线性化的前提。目前使用的直放站基本上是单载波的，所以相对比较简单。多载波的情况会困难的多。就BOOSTER而言，由于体积和重量等要求，不可能把线性化电路做的太复杂，只能选择一些比较简单的电路。117数字化广播发射机的线性化数字化电视系统已经在国内启动，数字化电视发射机就必须解决线性化问题，另外广播发射机较之普通通信基站对EVM有更高的要求。3GPP25104中规定，对仅为QPSK调制的信号，基站系统的EVM小于175；而包含16QAM调制的信号，基站系统的EVM应小于125。总之，无线通信系统和广播电视领域都对功放线性化提出了越来越高的要求，而线性化技术本身又有一定难度针对不同要求。这正是本文要对功放线性化技术进行探讨的目的所在。4线性功率放人器研究121反馈法工作原理12线性化技术的回顾NONNEBRF啊B靠DOR图11反馈原理图在20实际20年代末期，名叫HAROLDBLACK的电子工程师提出了反馈的电路形式，并且应用于放大器，这种反馈的电路形式在后来的电路设计中成为一种非常基础实用的电路。也正是此人后来在1928年由申请了前馈电路的专利反馈包括正反馈和负反馈，对于放大器来讲正反馈有可能引起振荡，所以，在功放的设计过程中，反馈一般就指的是负反馈。如下图11所示，假设源和负载端都是理想的匹配电路，对开环增益A没有任何的影响，则开环增益A为一监11对于闭环的结构，反馈电压”为一卢。12这样输入就变成一K一E声P13整个反馈系统的传输函数就变成A，；生。4_1414卢只要保证反馈回来的量和输入信号相减就可以保证整个反馈结构的增益是正值。否则会引起振荡。通常，一卢，1，所以1A，一315。卢这说明，反馈型放大器的增益几乎独立于开环增益，及独立于放大器本身的增益，而仅由反馈网络来决定，而反馈网络又通常是一个比较精确的工作于线性状态下第一章绪论的无源器件，从而避开了功放本身的非线性。而反馈型功放的线性也是以牺牲其增益得到的。总增益减少到原来的YA彳芦由于反馈法存在稳定性问题，且线性改善度有限，现在已经基本不用。但是还有一些反馈和别的技术的组合应用方法的出现【21。122模拟预失真线性化技术根据功放的失真情况，一般以AMAM特性和AMPM特性来描述，在功放前端插入与需要线性化的放大器的特性相反的预失真器，使得进入放大器的信号提前有一个失真，从而使放大器的输出为近似的线性一这种预失真方法通常是在主放大的前端直接插入二极管或三极管，根据偏压或别的手段来控4极管或三极管的工作状态以得到与主放大AMAM和AMPM特性相反的信号【3】4】【5】。这种技术方法简单，但是要根据不同的功放找到与其特性相反的二极管或三极管，并不是件容易的事。所以直到目前仍有大量的文章是关于何种二极管或三极管应用于何种功放取得良好线性的。从另一个角度讲，为了分析的方便，就以放大器在输入为双音信号时，对消其产生的交调产物为目标来设计。这时预失真器实际上是一个交调产生器，其输出的是一个幅度、相位可控的交调产物的以及需要的载波。这种方法在第3章中有详细的论述，并且结合理论分析做出了实物见附录3。123前馈线性化技术前馈法的基本原理是用两个环路分别对消掉载波信号和失真信号来实现线性化。由于在第一个环路中提取出来的失真成分都是需要线性化的放大器自身的产物，所以用这些产物来和放大器的输出端的失真成分对消，效果非常良好。早在20世纪20年代，贝尔实验室的HSBLACK就提出了减小放大器失真的两种方法前馈和负反馈。在1960年，贝尔实验室的SEIDEL和他的同事发现负反馈会造成放大器固有的群延迟，它受条件稳定和抑止互调失真有限等限制，他们才开始研究前馈在放大器中的用途。前馈有许多潜在的有点，如1可以大大的改善功放的线性度；2在工作频带的带宽内，它不损失器件的增益带宽；3第二个辅助放大器仅处理误差信号，因此，它是低功率和低噪声的放大器，使系统的总噪声性能得到改善4它是无条件稳定的电路。但由于前馈法电路的复杂性，当时前馈技术并未有太广泛的应用。近年来随着移动通信事业的发展，以及对器件线性程度的要求的不断提高，前馈技术在国外已经广泛应用，关于前馈控制算法的研究也成了研究的热点。但是，在国内还内还没有较成熟的产品出现，高校也多停留在理论及仿真的阶段。前馈法的优点是线性改善度高，但是这也是以牺牲效率为代价的，由于其在第二个环插入了误差放大器，所以其效率一般都低于模拟预失真法。前馈法的难点是如何对其幅度和相位随温度和功率的变化做自适应的控制，关于前馈的控制算法向来是研究的热点【6】【7】【8】。本文结合实际，在第2章前馈的理论基础上，采用简单的自适应算法，实现对前馈功放的控制。实物见附录2线性功率放大器研究13研究方案概述一般说来，线性度要改善15DB以下J用模拟预失真技术是可以实现的，根据不同情况可以适当的选择和主放大AMAM特性和AMPM特性相反的二极管或三级管来实现预失真器，这种办法无疑是最简单，效率最高的，但简单易行的办法往往其要求却是最高的，因为要找到和主放大特性完全相反的预失真器并不是一件容易的事情；采用单独提取交调的办法来产生预失真的方法虽然也容易理解，线性改善度也可以很高，但是其实现难度上也是相当高的，本文将有详细论述，其需要大量的辅助电路调幅调相器，ALC，AGC，并且对信号控制的要求也是相当高的。所以要改善15DB以上最好是采用前馈技术，在前馈技术中，根据适用场合的不同，可以选择不同的控制办法以及算法，本文所采用的算法使用于环境变化温度，功率范围不是特别大的情形，如果这些因素变化过于迅猛，则需要采用更精确的自适应控制算法，例如对第二个换采用插入导频信号的办法。本文将在第二章对前馈技术展开详细的分析，并且结合具体的指标要求，设计了一款用于CDMA系统的30W前馈功率放大器，在设计的过程中，对主放大和调幅调、相器的设计过程进行了详细的论述包括理论分析、器件选择、电路设计，并且对各部分及整个环路都进行了仿真，见附录1，再根据实际情况选择了适当的自适应算法，最终完成整个前馈功率放大器的设计，取得不错的效果。实物见附录2。鉴于前馈技术的复杂性，以及其在效率方面不够高的特点，在第三章对预失真技术展开新的讨论，同样以一个具体的指标为例，先从传统的预失真技术入手，展开理论分析，在此基础之上，设计了一款预失真线性功率放大器，对其进行了仿真，并做出了实物见附录3，根据结果发现其预失真器产生的IMD5对主放大的IMD5反而产生了不好的影响；因此重新对预失真技术展开分析，发现问题所在，在此基础之上重新设计了一款独立控制IMD3和IMD5的预失真功率放大器，经过仿真得到良好的效果。第二章前馈线性化技术第二章前馈线性化技术本章先介绍功放的非线性特性及其描述方法，再以实现如下指标的C网功率放大器为例平均输出功率30W，双音间隔为123MHZ的IMD3一60DBC，ACPR45DBC_750KHZRBW30KHZ，ACPR60DBC198MHZRBW30KHZ，增益约为50DB选择前馈技术，先分析前馈的基本原理，再逐个讨论其各主要组成部分，以及各部分和整个前馈功放的关系。在每一部分的理论分析基础之上，又介绍了各部分的设计过程，最后介绍了我们选用的控制算法，并且最终实现了整个前馈功放。21放大器的非线性特性的描述211功率放大器的输入输出特性对于一个理想的线性化的放大器，其输出电压仅是输入电压的常数倍，可以通过下式表达【21】K。O一G圪F21所有的输入信号幅度都被放大了G倍，在一个给定的频率下，输出信号同输入信号的相位差也是一个固定的值。一个理想的放大器，在整个的通带内具有固定的增益，线性的相移，固定的延迟时间。一个理想的放大器也是无记忆效应的，即，放大器在任何时刻的输出响应是由这一时刻的输入决定的，而不受前一时刻的影响。IM均脑驴抽小瀛歹0D卅左100；1CL。一图21放大器的2端口表示图22输入输出关系然而，实际中放大器中所使用的器件，例如晶体管，都具有非线性，这种非线性使得输出电压是输入电压更高阶的函数。任何非线性的输入输出关系都可以用泰勒基数的展开来描述，所不同的仅是展开系数的不同而已，如图21，图22V。G1V。十G2VG3口G4V卜GSV卜22线性功率放大器研究这里Q即为描述功放不同非线性的展开系数，是标量。212AMAM和AMPM特性由于电压是具有幅度和相位的矢量，所以如果把输出电压的幅度和相位分别对应输入电压的大小来对待，就是其AMAM和AMPM特性。即AMAM用来表示输出电压幅度随输入电压幅度的变化关系，AMPM用来表示输出电压相位随输入电压幅度的变化关系。线性和非线性的AMAM和AMPM特性分别表示如图23和图24。213单载波输出和谐波失真如果以一个网路的输入信号为未调制的CW信号，其形式为圪F一口COS2石，LF庐23那么当该网络是线性的系统时，则输出由11决定，输出形式如图25所示，经过傅立叶变换由时域变成频域则输出如图26所示。B虽覃置0言1612影一，图23AMAM特性、1州LL“W啪H删图24AMPM特性L1WNOLLHONIJ试ILILIIIIILII，IILILI图25线性的单载波时域输出图26线性的单载波频域输出而对于非线性的网络，则输出由式22决定，输出形式如图27所示，经过傅立叶变换由时域变成频域的则输出如图28所示。，置一I6GIRD5第二章前馈线性化技术9I615HIIILI州L1L1L试L，1NUHAI，即蛐“MORTIC图27非线性的单载波时域输出图28非线性的单载波频域输出从频域分析可以更直观的看出，线性系统只输出需要放大的一个载波，1，而非线性系统中除了输出需要的载波外，还出现了直流分量、2次谐波2，13次谐波3。214输入为双音信号时的谐波和交调失真如果输入的双音信号形式为PLF口COS2,RG，L。T口COS22Z“，2F24同样由21式得出其时域和频域线性化的输出如图29和210。F叫ANT叫佃幡一2L图29线性的双载波时域输出图210线性的双载波频域输出同样对于非线性网络输出由22式变为V。GLACOSWLTCOSF】G2A2COSWLTCOSF】2G2A3【00SWLFCOSW2T13G2口4【COSOV，COSW2T1425G2A5EOSW,TCOSW2T5进一步展开，得到表21G1UG，VG，VG。VG订1DC191419|冬254WIM姊要譬_暑EO曩覃弓B，O线性功率放人器研究19|4254W2W,“222W，12213WL2W,W342582W，W342583砒1425163W1425162W,42W，343W,123WW112414,1184M183W,2W,583W,2W,584W,WN5164W,W5165WL1165W1116表1115式展开后的各阶产物MILI10。如LLRBG晌N夕JIRI唑懋。ILRW唪I怖1ILIIN图211非线性的双载波时域输出图212非线性的双载波频域输出同样对于线性系统来说，时域的情况下未出现包络上的失真，频域下也仅由两个输入信号的放大。但在非线性系统中，输出信号的包络出现了失真，如图211，频率域中出了放大后的载频信号外，还出现了直流分量、二阶项在频率点2WI，吕要PJ拿6兰三至堕堕堡丝垡垫查12W2，WLW2的二阶产物；四阶项频率点在4M，4W2，2H2，3WL的四阶产物。总之，偶阶失真项的频率已落在了通带范围以外，不予考虑；对于奇阶失真项，其谐波分量也落在了通带以外，只有奇阶交调分量的频率最靠近输入的双音信号，其频率为2W一WL，2MW以及3W22M，3M一2WZ频谱如图212所示，幅度如26式F峨GLG萼A5G5IM3。三A3G3警A5“G5旺S，IM5W5ASG52153阶截距点B；司一L，卜，R，R一一呻B纠Z护蔓“R帅曲RIMC吧|，I1叩叩熙式Y叩1，图213IP3由26式可以看出，输入信号幅度每增加LDB，则2次谐波份量则增加2DB，而3阶交调份量则增加3DB，即如果以输入信号幅度为横坐标，则输出载波与3阶交调随输入功率的变化关系如图213所示，显然3阶交调的斜率是输出载波的3倍，二者的交点即3阶交调和输出功率相等时的点，称为3阶截距点IP3。3阶截距点和3阶交调的关系如下瑚2忆蛳一珊J27E。是输入功率，B。西，是3阶截距点，M是交调大小A例如，1功放的3阶交截点为30DBM，当输入功率为0DBM时，其交调相对值为60DBC。216级联网络的3阶截距点对于级联网络来说，其IP3可由下式计算，P3。上旦盟。盟GI11“31IP32IP33IP3。28线性功率放大器研究其中G。为各级的实际放大倍数G。10K肿，P3。为3阶交截点的大小P3。10”M7”，单位为W。217临道功率比ADJACENTCHANNELPOWERRATIO临道功率比ACPR是用来衡量由于功放的非线性导致的需要的信号功率扩散到临近信道的程度。如果中心频率为L，功率为只，需要观测的频率为，C一，O，功率为。，则用AP,一。再取DB即为临道功率比。218双音交调和ACPR的关系根据前面对IMD和ACPR的分析，对下列参数做如下约定删R。为双音交调比DBC；上巴为器件的3阶交截点；只。为器件的平均输出功率；11为载波数目；R为临道产物数目R_1代表第一个交调产物则ACPR和交调的关系为爿CIMR2_。,6LOLOGF熹1汜9，其中，A233N221里里虹哇BN2ROODN2蚬一。一2她一62484210MODWY定义为X除以Y得的余数。下面举例计算，对于一个未线性化的多载波功率放大器，IP3为60DBM，如果用它来放大一个具有16载波的输入信号，每个载波的功率为LW30DBM，则其ACPR计算过程如下A16308B1664则由29式和210式得ACPR为ACPRMIMR2一M。一1023IMR2M。2IP3一FKJ62一10LOGOF626010IOG16306419DBC这里N为载波数，为每一载波的功率，则爿C尸R置4191023皇409第二章前馈线性化技术22前馈法分析本节主要介绍整个前馈环路，以及对各部分的指标要求，根据这些理论分析，分别确定了实现该功放各部分所选择的器件，以及实现的过程。221原理介绍前馈法可由图214简单说明之。信号经过功分器分成两路，一路经主放大器到耦合器再经过固定的衰减器到达载波对消处，由于主放大的非线性导致这里不但有主频信号还有交调产物；另一路经延迟线1到达载波对消处；这两路信号在载波对消处对消掉载波。剩余的交调产物经过误差放大器到达失真对消处，前面经过耦合器的信号除了参与信号对消的部分外还有一部分通过延迟线2到达失真对消处，这两路信号在失真对消处对消掉各种失真产物，最终仅输出主载频信号。图1所示，口为插损量、C为耦合量、G为各放大器增益。环路的平衡是对消的保证【9】。对于第一个环有图214前馈法原理图A3。，L口C3。G，C1，C4211代入输入输出关系圪，C3G，ALF2A2圪C2G。A3。FLC一C3G，C1C。屹212可得总增益为驴昔业嚣等丝旺可见，前馈功放的增益仅是一些无源器件的函数，与主放大器无关。同样，对于第二个环路，当其平衡时有ALF2A2CL。F3。C4C2214线性功率放大器研究P竺12兰2一215CI。C4。C2带入输入输出关系式212，同样得总增益为213式旷等一坐繁舞盟CZ可见，当两个环路都达到平衡的时候，总增益是独立于任何非线性量的，即主放大与辅放大的失真成分均未体现在输出端。如果以DB表示，则216式变为G一兰A1A2爿3爿4十工1工2一CLC一工3217对于固定的耦合器和延迟线，前馈的增益可以通过改变衰减器L3的衰减量来调整。增加衰减值会提高整个前馈的增益；但同时必须提高主放大的增益，以确保整个前馈的输出功率。根据上面的分析，结合具体的指标要求，对各部分增益及插损和耦合做如图215的分配图215各级增益分配图216各级延迟分配G。是包含了主放大器及其推动级和此处相位、幅度调整网络的总增益，约为52DB；G。包含了误差放大器及其推动级和该处相位、幅度调整网络的总增益，约为61DB。加上输入端的衰减和小信号放大，整个前馈的增益约为52DB。222幅度和相位不平衡度对信号对消的影响然而，输入功率、环境温度等因素的变化，都会引起整个环路相位和幅度的变化，这些变化会对环路的平衡带来严重的影响，导致失真对消不彻底。幅度和相位的不平衡对交调改善度的影响可由下式来计算【10】I笪丝LZDMD一10LOGH101021020COSA妒L218一LJ式中，AG为幅度不平衡度DB，妒为相位不平衡度。AIMD为交条改善度DB。AIMD要改善25DB以上，AG和妒要分别小于05DB和2度。所以，第二章前馈线性化技术对环路的控制以保证良好的对消才是前馈技术的难点和关键所在。223前馈的输入匹配如图217所示，输入信号被分为两路一路到延迟线1，另一路到主放大器。当环路1平衡的时候，没有载波出现在耦合器4的输出端；为了整个功放的噪声特性，输入耦合器3在延迟线方向通常都选择最小的损耗量。到达主放大方向的信号通常衰减的多一些，这样输入反射系数R用。就可以忽略了。例如，C3一LODB，主放大的回损是15DB，那么在前馈的输入端反射信号就被衰减了35DB，是可以忽略的了。理论上不应该有通过主放大的信号返回到前馈的输入端；然而，耦合器的方向性都是有限的。经过主放大的信号会有少量出现在耦合器4的输入端，并且经由延迟线返回到耦合器3的输入端。整个前馈功放输入端的回波损耗为舭H，一242厶以D4219如果延迟线的损耗增加LDB，那么整个功放的回波损耗就增加2DB；然而，前馈的噪声特性也会随之下降，噪声系数会增加LDB。所以为了增加前馈的回波损耗，就应该尽可能的增加耦合器的回波损耗而不是增加延迟线的损耗。改善耦合器的方向性的另一个好处是，可以降低幅度和频率的抖动，这个抖动会对宽带信号的对消有负面的影响。图217前馈输入匹配图图218前馈输出匹配图根据图215的指标分配，由219式得殿71DB。224前馈的输出匹配如图218，在实际工作中，耦合器1的方向性也是有限的，一些信号会返回到耦合器1的耦合端，并且再次经过误差放大到达耦合器2，再到输出端。输出回波损耗为RK。；A2F2F3C4G。C2220当环路2平衡时，把G。；至代入上式，并且F。D，C1，则C1C。CF，毗。MF口1口22譬D1221线性功率放大器研究如果以DB的形式表达，则TL。，D日；2。A22L24D12。22如果增加延迟线2的损耗，同样会增加输出端的回波损耗；然而，这样就降低了功放的输出功率，同时效率也会下降。所以，同输入匹配一样，只有增加耦合器的方向性同时降低幅度、频率纹波才能更好的保证信号在宽频带范围内的对消。同样根据图215的指标分配及222式，得本方案前馈输出端的回波损耗约为32DB。实际工作中，还要加隔离器，这样回波损耗就更大。225前馈法噪声低的原因前馈功放输入端的信噪比定义如下51限一二223刀JS是输入信号功率W珥是输入噪声功率W对于共轭匹配电路来说，输入噪声功率就代表最大可能噪声功率玎，KTB224K是波兹漫常数，为13810Z3；T是绝对温度值；B等效噪声带宽。产生于主放大器的附加噪声噪声FACTOR为厶，当环路2达到平衡时，就完全对消掉了一G。厶A112口2一吩G。，C1F3。CG。C20225产生于误差放大路径的附加噪声则无法对消了，因为在误差放大器之后没有别的环路来产生和其对消用的噪声，所以由误差放大器产生体现在前馈输出端的噪声为，L。；NIG。丘226上式可以写为下面的形式N。抨IG。【丘一1如LG。227上式中的第一项峨G。是由于前馈输入端的噪声引起的，在给定的环境温度和带宽下是无法降低的，因为啦就代表的是真是的热噪声。第二项代表附加噪声可以通过降低噪声系数使得正一1来得到。前馈输出端的信噪比为SNR。鱼羔2O2828。一里2订F。C2把213和226带入228式得到姗。唧。掣S229NIJE所以，整个前馈功放的噪声因数为厶老点CZS。，写成噪声系数DB的形式为第二章前馈线性化技术17DBTA，一A一一上1231由此可见，前馈功放的噪声系数等于误差放大的噪声加上由输入端到误差放大前的损耗。如前两节所属，为了增加输入端的回波损耗，是不能采用增加延迟线损耗的办法的，这样会造成前馈噪声系数的增加。本文所设计的前馈功放中，误差放大采用MHL9838，其噪声系数约为41DB，A，3DB，A4O035DB，L，25DB，所以由231得本方案整个前馈的噪声系数约为96DB。226延迟线信号通过一个网络的延迟等于信号相位的变化率同信号角频率变化率的比值F；鲤232A对于频率为，0的点频信号，其延迟时间FO为；F竺1233”甜TO对于多载波信号或者已调信号，则包含一组频率，232式就指的是群延迟。总之，当两个信号的相位变化率同角频率的变化率的比值相等时，它们就具有相等的延迟一个放大器的延迟包含两个部分1。实际的传输延迟，2。传输函数中的极点和零点造成的信号相位的变化。一个网络延迟的增加要么是极点、零点的增加造成的，要么是传输时间的加长造成的。在前馈放大器中，延迟线在参考路径中用于补偿通过有源路径幅度、相位调整网络和功放的群延迟。只有当延迟时间完全相等的时候，信号对消才是独立于频率的量，如图219所示。、形，嘈移。L要M一一M；M一柏K一一一K、1,7T|1一5_321012345NU删IQLRD岫,EER,CH,TNSM嘲H图219信号对消在不同频率下随延迟失配的变化图220带边抑制随延迟失配波长数得变化如果通过两个路径的延迟不匹配，则对消就会变成窄带的，图220示出了带边抑制特性随延迟失配情况的变化曲线。然而对于一个延迟失配来讲，在窄带范围内仍然可以取得相当程度的信号对消。在某些特定的情况下，需要人为的制造一些延迟失配，例如通过降低延迟线的损耗以提高整个前馈功放的效率。各级延迟时间如图216所示。一号一CJ线性功率放大器研究227对误差放大器平均输出功率的要求在前馈系统中，误差放大器的输入信号包括交调份量，噪声，还有第一个环路未对消干净的载波；如果采用导频法控制的话，还有导频信号。如图221，如果个AB类的放大器平均输出功率为，失真的相对值为K，那么该放大器输出的失真信号的功率近似为堕昂；昂310”234卜|F，图221失真信号功率得频域估计图222失真功率随主放大交调的变化即，放大器输出端的失真信号大约是放大器最大交调分量的3倍。从主放大的输出端到前馈的输出端的信号要经过耦合器1，延迟线2，耦合器2，其功率增益为AJTJAI当第二个环平衡的时候，通过延迟线支路的增益跟通过误差放大之路的增益是相等的。误差放大的平均输出功率由下式给出，足F310等10啬1A嚼口；孝Z筠足L”L。A；乒口；专235上式中代表第一个环路中剩余的载波功率；载波抑制一般达到30DBC就足够了。由于主放大自身的交调情况，以及第一个环路的载波抑制情况的不同，进入误差放大器的信号有可能是误差信号占优势，也有可能是剩余载波占大多数。例如，一个前馈功放的参数如表22所示，并非本文所设计的功放。主放大主放大载波抑耦合器1耦合器1耦合器2耦合器2延迟线平均输的失真制情况的耦合插损的耦合插损2的损出功率DMS因数C14因数C爿耗兄10W一30DBC30DBC20DB005DB10DB05DB3DB表22对误差放大平均输出功率需要的例子由235式及表22可知，该功放的误差放大器的平均输出功率为180MW44ROW的剩余载波和134MW的交调功率。如果环路抑制下降到25DBC，则误差放大的功率上升到275MW，其中231MW为剩余载波。根据以上分析，本方案所要实现的是30W的功放，且主放大的失真是小于30DBC的，只要保证载波抑制能达到30DBC，则误差放大器的平均输出功率约为T口舌N喜日叠石第二章前馈线性化技术500MW即可，对MHL9838来说器线性是足够的。228对误差放大器峰均比的需要前馈系统对误差放大器峰均比的要求略高于对主放大峰均比的要求，多出来的这部分余量吃是为了保证误差放大器不再产生新的交调份量；尼BE峨2_36回退的量丑。一般选择6DB就足够了，任何由误差放大器产生的交调或噪声份量都将因为没有别的信号和其对消而将直接出现在前馈的输出端。实际工作中，误差放大器的交调大约有60DBC就基本够用了。主放大的峰均比被设计成等于前馈输入信号的蜂均比，B。为峨2卺5蛆237这样误差放大的峰值功率可以写为主放大峰值功率的形式，乓、1如I310”10”卜；争吐；砉238，。2上式表明，误差放大的峰值功率是主放大峰值功率和交调特性，以及载波抑制程度，耦合器和延迟线的函数。图223示出了主放大的交调特性在不同的环路抑制情况下对误差放大峰值的要求。随着主放大交调特性的改善，前馈功放对误差放大器峰值功率的需要也随之降低，环路抑制也对误差放大的峰值功率有相同的影响。力L25DB士一SVPPM。PDBINIERW目MNL5。7。，。陬H帅口D山轴CD艮M枷帅肿怕删删E州QI踟图223主放大交调特性对误差放大峰值功率的要求图224前馈效率和主放大效率的关系需要注意的是，它们之间的关系并不是线性的，交调特性低于30DBC时，前馈系统对误差放大峰值功率的需要成指数形式的；低于35DBC时，前馈系统对误差放大的要求就主要由剩余载波来决定了。仍然假设本方案的所设计的功放载波抑制能达到30DBC，且主放大的交调为40DBC，则对误差放大器的峰值功率的需求约是线性功率放人器研究120X6X3X10。4597W而MHL9838的峰值功率可达39DBM，可见峰值功率的余量也基本够用。229前馈功放的效率计算如前所述，功放的效率可由下式计算叩鲁，。，在前馈系统中，功率主要消耗在主放大和误差放大器中所以，整个的直流功率包含尸DC一一“巴C一240主放大工作状态是AB类的效率是其平均功率的函数己CM一生241如果把峰均比乓置。乓带入上式，则主放大的功耗可以写为匕CM5RU量“LJPM242误差放大器的效率为昂C丝243如果把误差放大器和主放大器的功率容量比定义为A兄E。，那么一S2I忑“IM244再考虑到耦合器，延迟线等的损耗，前馈的输出功率略低于主放大的输出功率的气，A；乒口；245这样前馈的效率则为2蕊222246L蝇J由上式可以看出前馈的效率主要受下列因素的影响1。耦合器损耗2。延迟线损耗3。主放大的效率在最大平均输出功率时4。误差放大器的效率在峰值功率时；5。信号的峰均比；6。主放大和误差放大的峰值功率比主放大的交调特性和载波抑制的情况事实上，前馈的效率还跟一些附加的因素有关。例如，AD，DA，调幅调相器，推动级的功放，检波管，环路控制电路等消耗的功率有关。图224示出了一些典型的前馈效率作为主放大效率的函数。根据图215的指标分配及246式，结合本节的分析，估计本方案的功放效率约为8。第二章前馈线性化技术23移相器、衰减器先介绍移相器和衰减器的工作原理，再结合所选器件，对移相器和衰减器做具体的设计，最后给出了实物和仿真结果。231移相器设计本部分利用变容二极反偏时可等效为一可变电容的特性来实现【11】。主要器件有90度正交耦合器和变容二极管VARACTOR。2311工作原理ALPHA公司的正交偶合器的内部结构如图225所示；偶合端和直通端的损耗均为3DB左右，如图226；偶合端相对直通端的相移约为90度如图227；而隔离端的损耗也约在。36DB以下，如图228所示。反射型压控移相器的原理如图229所示，输入信号由足输入后假设相位为O，经3DB正交偶合器被平均分配到变容管D1，D2处，由该偶合器的特性可知，到达DL处的信号PINC2相位为吼，到达D2处的信号PINC2相位为妒，仍90，由于变容二极管反向偏压时等效为一个可变电容，又由于R1R2相等，所以两管的偏压相同，反射相移的相移量也相同，记做AQO。所以，D1的反射相移为吼妒，返回到输入端PIN的为矾妒，引瑚姐言9020AHE。匠OA0图225正交偶合器、厂夕、，C“DFRO驯帅吖EGF图226偶合和直接端的幅度响应、，一一082N000,900镗0剧086O舶0图227偶合相对直接端的相移图228隔离端的损耗到达输出端的为90他妒D2的反射相移为妒妒，返回到输入端PIN的为妒A妒90，到达输出端的为甲，妒。所以在输入端两反射信号相位相差180度而相互抵消，在输出端因为相位相同而跌加。因此，这种反射型压控移相器的相移量和一条支路的相移量是相等的，使用正交偶合器可以起到提高承受功率容量的效果。分析时我们仅需考虑一条支路即可。删姗岳2R重要S一线性功率放火器研究图229移相器工作原理图2312变容管的相移图230反射相移随电容变化对于一个可变电容，其反射系数和相移可分别由247式248式表示R；丝1ZOJ02CV247ZTZO1ZOJ蕊，疗2ARCTANAJLL“。ZO248由此，可得反射相移随电容变化的关系如图230所示。实际应用中的变容二级管一般不会有这么大的电容变化范围，可变电容的最大相移变化范围同电容变化率的关系可由下式表示【12】妒2【ARCTANRC一ARCTAN芋；】其中，RC；产苎。；、LM如249在ZMZ。1时Z。，电容变化率RC达到4的情况下，其反射相移七LP0也仅有74度A变容二级管的可变电容为C，L器C，QO为零偏时的结电容，妒为击穿电压，N为表征结电容随电压变化的非线性程度的量，攻为偏压，C。管壳电容。我们采用的超突变结变容管的参数为，C，器32，电容的大约变化范围为，442483PF，根据249式得其可提供的相位变化范围约为63度。显然，仅用一个变容二极管，不能满足我们对移相器相移量的要求。为了增加相移的范围，我们采用如图231所示的电路。用对管可以增加电容的变化范围，增加电感亦可显著提高相位的变化范围。2213等效支路相移基于前面的分析，我们得知整个移相器的相移量和一条支路的相移量是相同的。所以，此处我们仅以耦合端支路为例进行分析，该端口的等效电路如图232所示，反射系数为C；所以，150GJB150G归偶合端的相移为其中G0，B；一土堕250毗2口。一TAN一黑TANIJ旦笔一2TAN1508；251150、一50G71G7第二章前馈线性化技术图23L移相器实际电路图232偶合端等效电路，VR0874M慨R图233相位随电压的变化情况图234不同偏压下相位随频率的变化关系由此，可得其相移变化的范围如图233所示。电压从0到8伏变化时，该移相器可提供约186度的相移变化范围。图234给出了不同电压下，相移随频率的变化情况，在10MHZ的带宽内，相移随频率并没有很显著的变化。在实际的应用中，常常需要较大的相移量，而对相位变化范围的需要却不是很大，所以，可以将两个这样的网络级连起来使用，一个可以用电位器先调到固定的值，另一个则用单片机输出的控制电压根据需要在一定范围内进行自动控